#5公里地面雷达研究报告 初稿.docx
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#5公里地面雷达研究报告初稿
一、回波分析：
地物回波：
高大建筑物、山脉、铁鎝对电磁波都有反射作用，在雷达上显示出回波。
由于这些回波和地形、地物显得比较一致，回波边缘特别的清晰，而且固定不变，观测中容易和其它回波区分开。
雷达探测的一般内容：
回波位置；强回波中心位置；回波形状；结构；回波演变趋势；回波高度；回波强度；回波性质；回波移向、移速
地面描述：
许多雷达地物回波的理论模型都假定空气和均匀无限扩展的空间之间是一个凹凸不平的边界面。
某些理论模型还包括假设在水平方向或垂直方向地面具有均匀的特性，以及在植被或雪覆盖时具有均匀特性。
适宜用数学模型描述的地面必定是很理想化的。
只有很少一部分自然地面结构在比较大的范围内确实是均匀的。
虽然计算机使人们可以采用真实的地面描述，但若要用分析的方法处理，则详细的地形描述必须得到简化。
在众多的测量中，只有很小一部分地面测量的精度达到厘米波雷达的测量精度。
即使对这些表面，也不能保证散射边界不处在地表之下。
由植被和砾岩所组成的表面复杂得几乎难以描述。
绝大部分理论研究都采用统计法描述地面状态，因为理论应能代表某一类型地面，而不是只代表某个特殊地面，并且地面状态也难以精确描述。
可是，统计描述自身必定是非常简化的。
绝大多数理论都假定地面具有各向同性的统计特性，这实际上不适用于农田或城市。
此外，绝大多数理论还假定某个模型只包括两个或三个参数（标准偏差，平均斜率，相关距离等），而自然（或人工）地面实际上比它要复杂得多。
用于植被和其他空域散射体（Volumescatterers）的理论模型应包括更多的参数。
当目标信号由一个强回波（例如金属屋顶反射的强回波）决定时，用噪声中的正弦波分布描述这个目标更合适。
如果此强回波信号比其余回波信号的平均值强很多，则在强回波附近接近正态分布。
实际上大目标的回波分布比上述任何一种简单模型都复杂。
为便于参考，下面给出上述两种分布：
（瑞利分布）
（正弦波＋噪声）
式中，v为包络电压；ψ0为均方电压；a为正弦波峰值电压；I0（x）为虚变数的零阶第一类贝塞尔函数。
在脉冲雷达中，只有那些在特定时间内反射雷达回波的地面才被认为接收到有限的发射功率Pt，并且脉冲、天线和最大速度都限制了回波出现的频率范围。
这一频谱描述了连续波雷达检波器输出端上的衰落。
对于脉冲雷达而言，它以脉冲重复频率对频谱抽样。
如果脉冲重复频率高到足以使整个频谱再现（脉冲重复频率高于奈奎斯特频率，2△fd），那么图形就是在给定距离上所接收到脉冲的抽样频谱。
雷达回波取决于系统参数和地面参数的组合。
由于用确切的数学模型来描述地面状态会产生上述问题，因此，必须用实验测量方法描述自然表面的雷达回波。
理论的作用是对所做的测量进行解释，并指出如何根据实验数据进行外推。
影响地物回波的参数：
雷达系统参数：
；
发射天线增益和接收天线口径是俯仰角和方位角的函数，即
；
微分散射截面积本身是“视角”（Lookangle）和地面位置的函数，即
波长：
地面上不同的物体对不同波长的反应是不一样的。
功率；
照射面积；
照射方向（方位角和俯仰角）；
极化。
地面参数：
复介电常数（导电率和介电常数）；
地面粗糙度；
次表层或幅度衰减可忽略的深度覆盖面的不均匀性。
根据测距原理的不同，毫米波雷达测距有脉冲雷达和调频连续波（FMCW）雷达两种。
1． 脉冲雷达
脉冲测距的原理（如下图所示）是通过判断发射脉冲信号和目标反射脉冲信号之间的时间差τ，结合毫米波的传播速度，计算两车的间距R。
图：
脉冲测距原理
脉冲测距方式原理虽然简单，主要是判断发射信号和反射信号之间的时间差，但是在具体的技术实现上存在一定的难度。
主要问题在于：
对于脉冲雷达系统，当目标距离很近时，发射脉冲和接收脉冲之间的时间差非常小，这就要求系统采用高速信号处理技术，从而使近距离测距变得十分复杂，成本也大幅上升。
因此该方式实用性不强。
2.调频连续波（FMCW）雷达
和脉冲雷达相比，FMCW具有所需发送功率低，信号处理复杂程度低及成本低廉的显著优点。
1）测距原理
雷达系统通过天线向外发射一列连续调频毫米波，并接收目标的反射信号。
发射波的频率随时间按调制电压的规律变化。
反射波和发射波的形状相同，只是在时间上有一个延迟τ，τ和目标距离R的关系同样可用式
（1）表示。
2）测速原理
如果反射信号来自一个相对运动的目标，则反射信号中包括一个由目标的相对运动所引起的多普勒频移fd。
根据多普勒原理，目标的相对运动速度可用式
（2）表示:
式中f0为发射波中心频率，λ为发射波波长。
二、需要考虑的问题：
微分散射截面积或散射系数（单位面积的散射截面积）σ0；
地面介电质性质；
地面粗糙度；
植物、植被或雪覆盖；
雷达波长；
入射角；
湿度;
地物回波的起伏;
极化能力;
副瓣杂波；
时间同步；
陆地表面就更难描述：
设想如何进行关于森林的合适的数学描述（当每一片树叶和每一个松针都必须被描述时）。
此外，陆地表面在水平和纵深两个方向上很少是均匀的。
如果两个雷达目标的几何形状相同，则复介电常数较高的目标反射的回波较强，这是由于在复介电常数较高的目标中感应出的位移电流或传导电流较大。
在自然界中没有发现几何形状相同而介电常数不同的物体，因此，这一特性的测量是不容易的。
液态水的相对介电常数在X波段约为60，在S波段或波长更长的波段约为80，而一般干燥固体的介电常数则小于8，所以地面目标的有效介电常数受湿度的影响很大。
同一材料的导电率在湿润时通常比干燥时高，因此，湿度对电磁波衰减的影响很大。
图1和图2示出植物和土壤的相对介电常数和湿度的关系。
含水分很多的谷物其介电常数很高，这说明农作物反射的雷达回波的强度即使不计及谷物本身长高的影响也将随其生长期而变化。
面粗糙度（特别是自然表面）很难用数学方法描述，但定性了解却很容易。
显而易见，新耕过的土地比经风历雨后的地面粗糙。
森林本身就比田野或城市粗糙。
城市散布着带门窗和饰物的平坦墙壁、卡车、人行道，它的粗糙度同自然表面的粗糙度的差别很难区分出来。
图1当频率为1.5,5.0,8.0GHz时，谷类叶子的介电常数和湿度的实测关系
S为千分之几的水分含盐度，εV=εV'－jεvV"是按Fm-1计的复介电常数，
mV是按kg·m-3计的水分容积。
图2大致相对介电常数和湿度的关系图
相对光滑的表面趋向于沿菲涅尔反射方向（反射角等于入射角）反射无线电波，因此，只有当入射线和表面接近垂直时，后向散射才会很强。
另一方面，粗糙表面则将入射波较均匀地沿各个方向散射出去，因而，雷达回波在各个方向都比较强。
雷达波能够透入很多物体的表面和植被的表层，因此，回波是表面散射和内部再反射的合成，这使得雷达散射问题十分复杂。
对田地和草地的衰减测量表明，如果植被不密时，绝大多数的回波来自于地表顶层，一部分来自于土壤和更低层。
对枝叶茂盛的森林来说，绝大多数的信号回波来自于树林顶部和中部的树枝，尽管在冬天地表将起主要作用。
地物回波的衰落:
如果雷达装在运动的车辆上，由于照射区域各部分回波相移的变化，雷达所接收到的地物回波的幅度波动很大。
实际上，即使雷达静止不动，由于地面上车辆、植被等的运动也常常可观察到地物回波的起伏。
事实上不管用什么模型来描述地面状态，信号都是从不同平面上的各部分反射回来的。
若雷达正在照射某一地面，当它移动了一段距离后，入射角就发生了变化，到照射区域内各部分的相对距离也随之改变，这也就导致相对相移的变化。
它和表示天线阵列的相对相移随指向变化的规律（天线方向图）相同。
对地物回波，距离是双倍的，所以长度为L的回波区的方向图的波瓣宽度是λ/2L。
这和相同横向长度天线具有的λ/L的波瓣宽度形成对照。
由于散射阵列的激励源是随机的，所以空间的散射方向图也是随机的。
这种衰落现象通常用信号的多普勒频移来描述。
由于目标各部分所处的角度略有差别，因此，目标各部分反射信号的多普勒频移也略有差别。
当然，多普勒频移仅仅是指运动引起的相位变化率。
给定目标的总相位变化率为
式中，ωc为载波角频率；ωdi为第i个目标的多普勒角频率；φi为第i个目标的相位；Ri为雷达到第i个目标的距离。
动目标表面:
有时杂波还具有内部运动。
当利用固定雷达观察海面和地面的运动时会出现这种现象。
在陆地上，虽然动物的移动以及机动车辆也会产生相同的效应，但它主要还是由植被的移动所引起的。
若雷达回波是由图12.8所示的反射体集合产生的，则由于各散射体之间的运动，如同雷达的运动一样，雷达回波将发生波动。
因此，如果每个反射体是一棵树，随风起伏的树木波动会使各散射体之间产生相对相移，其结果就是回波衰减。
对于固定雷达而言，除去由折射引起的缓慢衰减外，这是惟一能观察到的衰减。
而对于运动的雷达来说，目标的这种运动改变了雷达和目标之间的相对速度，因此，其频谱不同于固定表面的频谱。
由雷达运动所造成的频谱宽度决定了雷达探测这种目标运动的能力。
连续波和调频连续波系统:
最简单的散射仪采用固定式连续波雷达。
虽然这种系统不很灵活，但这里仍要较为详细地予以讨论，从而阐明那些也适用于更复杂系统的校正方法。
图3是连续波散射仪的方框图。
为估算σ0，需知雷达发射功率和接收功率之比。
图4所示的系统分别测量发射机功率和接收机灵敏度。
发射机通过定向耦合器将能量馈送到天线，从而将其中一小部分能量馈送到功率计上。
接收机具有单独的（和发射天线电气隔离）天线。
接收机的输出经检波、平均，并显示在仪表、示波器或其他显示或记录装置上。
接收机灵敏度的检查必须利用校准信号源。
校准信号在发射机关机时送入接收机。
图5示出一个类似的装置，在此装置中将发射信号衰减为某一已知量，然后用来检查接收机。
通过比较衰减过的发射信号和接收到的地物回波信号，人们便可测出散射截面积，而不需要知道实际的发射功率和接收机增益。
图3连续波散射仪系统框图：
图4独立的发射机和接收机校准法；图5利用接收和发射功率比的校准方法
由于天线方向图和绝对增益是未知的，图3所示的校准方法尚不完善。
而要精确测量增益是非常困难的，因而，绝对的校准可通过比较被测目标的接收信号（经适当的校正）和一个标准目标的接收信号获得。
标准目标可以是金属球、龙伯（Luneburg）透镜反射器、金属板、角反射器或有源雷达校准器（ARCs，即转发器）[58]。
在无源校准器中，龙伯透镜反射器是最佳的，这是由于它具有大的截面积（相对它的体积而言）和宽的方向图，从而使其校准不苛刻。
龙伯透镜反射器常用来生成小舰船的强雷达目标，并且它们可从市面上的公司中获得。
至于不同无源校准目标的相对指标可参阅Ulaby,Moore和Fung等人的文献[59]。
图6典型的接收机输入-输出曲线（显示出非线性的影响）
理想接收机的输入和输出之间成线性响应关系，因此，在某一输入电平上校准一次，应对所有电平都有效。
但是，由于检波器特性和放大器被强信号饱和等原因，一般接收机具有非线性特性。
图6示出一条典型的接收机输入-输出关系曲线。
图中，输入信号中两个相等的增量（∆i）因曲线的非线性在输出端产生不同的增量。
由于这个原因，接收机必须在输入电平范围内进行校准，并在数据处理过程中对非线性加以补偿。
连续波散射仪依据天线波束来识别不同入射角度和不同目标。
对它们通常做如下假定：
天线方向图在3dB点之内增益恒定，而在3dB点之外增益为零，显然，这是不准确的。
如果大目标出现在主瓣的两侧或出现在副瓣中，则它们产生的信号对回波影响很大，以至使回波发生明显的变化。
由于数据简化过程认为这个改变了的信号来自主瓣方向，所以得到的σ0值是错误的。
由于垂直入射的回波信号一般都很强，垂直入射方向的响应常常会引起麻烦。
故必须知道精确的天线方向图，并在数据分析时予以考虑。
具有高副瓣的方向图显然是不能采用的。
散射系数可用下式确定：
式中，积分区是雷达的主要照射面积，副瓣照射区域亦包括在内。
一般假定σ0在照射区域内为常数，因此，
只有当天线将辐射能量限制在一个很小的角度和一个相当均匀的区域内，上述假定才是正确的。
最后的表达式为
注意：
在这里只需要知道发射功率和接收功率之比，这也证明了图4所示方法是正确的。
有时假定R,Gt或二者在照射区域内是常数，但是，只有检查了这种近似假定对具体问题的有效性后才能考虑将其用于上式。
如果把上式的方法用于系列测量，其结果表明，σ0在有效照射区域内很可能发生变化，则这一变化可用做确定函数f（θ）（描述σ0对θ变化的函数）的一阶近似式。
于是σ0的近似式变为
正确的散射截面积测量需要对天线增益Gt进行精确而又完整的测量。
这可能要花费很多时间和费用，特别是当天线安装在飞机或其他金属物体上时。
可是，若要正确测量散射截面积，完整的方向图是绝对必需的。
距离测量系统
雷达具有分辨不同距离上回波的能力以及定向天线波束，利用这些特性可方便地简化散射测量。
尽管距离散射仪可用更特殊的调制，但绝大多数距离散射仪采用脉冲调制或频率调制。
在本节中只讨论脉冲调制测距系统，由于其他测距系统都可简化等效为脉冲系统，所以这里讨论的结果具有普遍意义。
图7示出脉冲调制测距所用的方法。
图7（a）所示为圆形笔状波束。
在接近入射余角入射时，圆形天线方向图的照射区域变得相当长（照射区域为椭圆），因而利用脉冲宽度将照射限制在照射区域的一部分内是有益的。
许多系统采用波束宽度来设定接近垂直方向区域的测量区，而采用距离分辨力来设定60︒以外区域的测量区。
图7用于散射仪的距离分辨力：
（a）得到改进的一维圆形波束照射方向图；（b）扇形波束情况
图7（b）示出一种更好地利用测距性能的天线方向图。
利用扇形波束，在地面上照射出一个狭窄的长条，同时，距离分辨力能够根据回波返回的时间分辨出由不同角度反射的回波。
这种方法在远离垂直入射时特别有效，这是由于接近垂直入射时的分辨力比接近擦地（水平）入射时的分辨力差得多。
许多地面散射测量都采用安装在吊车和直升机上的测量系统。
它们中的绝大多数都是调频-连续波系统，并采用大带宽来获取额外的独立抽样数据而非高分辨力。
某些系统还采用非常大的带宽来实现好的距离分辨力，以精确定位散射源。
此外，它们中的大多数都具有多种极化能力，因为正交极化的两个接收信号的相位是可测的，某些还有测定极化方式的能力。
调频-连续波散射仪的基本组成。
扫频振荡器须产生线性扫频，用钇铁石榴石（YIG）调谐振荡器很容易实现线性扫频，但若用变容二极管调谐则需要线性化电路。
如果采用双天线，则必须考虑波束重叠问题。
人们有时也采用具有环流器（隔离发射机和接收机）的单天线系统。
由于环流器内部反射，以及发射机通过它时的泄漏，单天线系统的某些性能低于双天线系统。
粗糙度、潮湿度和植被覆盖的影响
光滑地面散射随入射角度迅速下降的速度大于粗糙地面。
因为影响电磁波散射的粗糙度须用波长来度量，一个长波长下的光滑表面可能在更短波长下是粗糙表面。
图8说明了这一点，它示出这些效应在犁过的地面的散射系数测量中的影响。
当测量频率为1.1GHz时，最光滑地面在入射角0︒～30︒间信号的变化达44dB，而在最粗糙地面的变化仅为4dB。
当频率为7.25GHz时，最光滑地面也是粗糙的，它足以使信号的变化降低到18dB。
图8不同粗糙度的5种潮湿地面散射系数的角度响应：
（a）1.1GHz；（b）4.25GHz；（c）7.25GHz
大多数地面正交极化波散射系数约比类极化波的系数低10dB。
正交极化波在接近垂直角度时的散射系数比其他角度低得多。
图8示出这种效应。
当散射体中单元的尺寸比波长大时，它的正交极化回波强于散射面回波，有时仅低3dB。
地面散射取决于介电常数，而介电常数又由潮湿度决定。
因此，潮湿泥土在非垂直入射时，它的散射通常远大于干燥地面的散射。
植物的绝大多数散射来自于它的顶部树叶，根茎、底层树叶和土壤的散射回波被上层树叶衰减可忽略不计。
当没有叶子时，来自土壤和植被底部的散射信号近似相等，且比存在叶子时大得多。
图9植被表层和土壤对后向散射的影响：
①植物的直接后向散射；②土壤的直接后向散射
（包括植被的两次衰减）；③植物-土壤的多路径散射
植被
植被的后向散射取决于多个参量，并且变化幅度也较大，因而，尽管人们可以建立平均模型，但是它的细节却非常复杂。
σ0随着季节、湿度、生长期和时间的变化而变化。
通过比较模型预测的结果和实测的结果，图12.38[104]示出玉米散射的季节变化。
入射角为0︒时，σ0的变化明显变大，这是因为土壤及其湿度在垂直方向对散射的影响较大。
在5月
图10（a）玉米地和（b）苜蓿地在0︒和50︒入射角时的散射随时间变化的曲线
25日～6月1日期间，σ0在12dB范围内快速振荡，这是土壤变干的结果。
即使入射角在50︒时，植冠的衰减掩盖了土壤的影响，但季节的变化仍超过8dB。
在昼夜间的变化相对小且有限。
它们是由于受植物湿度变化及其形态变化的影响（如农作物叶子朝向太阳；早晨花开晚上花闭合等）。
大多数农作物都是按行种植的。
这就使σ0产生方位角的变化，如图10所示。
图中的调制是顺着农作物的行方向（更多植被）观测到的σ0和垂直方向观测到的σ0之比。
如图10所示，在较低的频率这种现象更明显。
副瓣杂波
和单基地雷达一样，双基地雷达也必须对抗副瓣杂波。
当收发都为陆基且以基线距离
分置时，只有来自对发射机和接收机都具有满足视线（LOS）区域的地杂波才上能进入接收天线副瓣。
对光滑地面，用共同覆盖面积Ac来定义这个区域。
根据，当ht=0且L≥
时，地杂波的Ac等于零，没有副瓣杂波（或主瓣杂波）进入接收天线。
双基地雷达在热噪声背景下能检测出那些对发射机和接收机都能满足视线要求的目标。
这类似于单基地雷达能检测出距离rT以外的目标。
上面的推导只适用于海表面，对陆地却很少有效。
在陆地，变化的地形在LrR+rT时，会形成杂波视线而增大杂波电平。
当发射机和/或接收机被升高或机载时，视线的约束大为减轻，但不一定会消除。
在这种情况下，双基地雷达会遇到特有的两个杂波问题。
第一个杂波发生在使用泛光发射波束的情形，仅有单程接收天线副瓣使副瓣杂波电平下降，而单基地雷达有双程副瓣杂波下降。
第二个杂波发生在发射机和/或接收机运动的情形，如机载。
这时，双基地杂波的多普勒回波出现失真和展宽，和每一片杂波区的几何位置和收发平台的运动状况有关。
多普勒失真用多普勒等值线来定义，式给出了两维坐标下平坦地面的多普勒等值线。
多普勒失真和距离和角度有关。
机载单基地雷达不存在距离失真效应。
特定副瓣距离单元上的杂波展宽以该距离单元内存在的多普勒失真为中心。
伴随杂波电平的增大，这些失真和展宽效应使得双基地雷达在杂波中检测目标的能力变得相当复杂。
其补救办法包括使用常规的多普勒滤波和大时间-带宽波形；可能的话，合理地使用遮蔽；控制几何关系，特别是在使用专用式或合作式发射机的双基地雷达中；设计非常低的接收（可能的话，也包括发射）天线副瓣电平；对产生离散杂波回波的副瓣消隐；对均匀杂波在恒虚警率（CFAR）单元内进行距离或距离-多普勒平均；空间切除杂波回波。
最后一项技术的实现依赖于已知双基地雷达的几何关系和运动状况，从而预测给定区域内杂波的多普勒和多普勒展宽，然后设置一个滤波器或波门以切除该区域内的主瓣杂波回波。
按这种方法对距离多普勒空间的切除量可高达8%。
时间同步:
为了测距，发射机和接收机之间应保持时间同步。
在一次操作期间，通常要求的定时精度为发射机（压缩后）脉冲宽度的几分之一量级。
时间同步可通过直接接收发射机发来的信号来完成，需要的话要进行信号解调，然后用这个解调后的信号同步接收机的时钟。
如果发射机和接收机间存在满足要求的视线的话，则发射信号可通过陆地通信线路传输，或通过通信链路传输，或直接以发射机RF信号输出。
若没有这样的视线，则同步信号也可经散射路径传输，因为散射体可满足收发视线的要求。
此时，散射体必须处于式所定义的公共覆盖区内。
特殊情况也可经由对流层散射来传输。
在所有这些直接时间同步方案中，实现方法是直截了当的，就像通信系统中的最初的同步过程一样。
这些方法也可用于任何类型的发射脉冲重复间隔（PRI）调制，即固定的、参差的、跳动的和随机的PRI调制等。
建立时间同步后，目标距离就可由式或类似的方法计算。
对固定的PRI，时间同步可通过在发射基地和接收基地使用相同的稳定时钟来直接完成，时钟周期性地进行同步。
例如，当发射机和接收机中的一个或两个机动时，只要它们在视线内或是在一起就可采用直接时间同步法。
可供选择的是将稳定时钟作为另一种时钟的从属，如将卫星全球定位系统（NavstarGPS）或远程无线电导航系统（loranC）作为主时钟源。
如果随机编码序列是先验的且接收基地也预先被告知，那么采用随机PRI的专用或合作式发射机系统也可使用间接时间同步法。
采用直接时间同步时，校正期间所需的时钟稳定度是∆τ/Tu（一阶）。
式中，∆τ为所要求的定时精度；Tu为时钟校正间隔。
校正间隔的典型范围从发射机脉间期间的最小值到发射天线扫描周期的最大值。
前者通常需要发射机和接收机间有专用的链路；后者在有满足要求视线的条件下，只要发射波束扫过接收基地就能实现同步，这种方法有时被称做“直接穿透（Directbreakthrough）”。
温控晶体振荡器通常就可以满足这些要求。
但是，在采用“直接穿透”时间同步法时，多径和其他传播异常及无线电频率干扰（RFI）均会降低校正精度。
当存在直接视线时，已测量的“直接穿透”时间同步法的误差为
1μs。
对流层传播路径使误差增加到
μs。
由于间接时间同步法使用了两个时钟，因此时钟的稳定度是∆τ/2Tu（一阶）。
因Tu是小时量级的，所以通常要用原子钟来满足这一要求。
作为原子钟必备的一部分，温控晶振通常能满足短期（＜1s）的稳定度要求。
据报道，若稳定时钟从属于另一时钟源，则loran-C定时精度的估算值为0.5μs，NavstarGPS＜0.1μs。
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