例2：
压控电阻
场效应管工作在可变电阻区时，iD随VDS的增加几乎成线性增大，而增大的比值受VGS控制。
所以可看成是受VGS控制的电阻。
多级放大电路
串联稳压电源中应用：
由于桥式整流、电容滤波电路十分成熟，这里我们选择桥式整流、电容滤波电路作为电源的整流、滤波部分。
由于要求电源输出电压有一定的调整范围，稳压电源部分选择串联负反馈稳压电路。
同时由于对输出电流要求比较大，调整管必须采用复合管。
综合这些因素可以初步确定电路的形式，参见图4－2－9。
3、变压部分
这一部分主要计算变压器B1次级输出电压（UB1）O和变压器的功率PB1。
一般整流滤波电路有2V以上的电压波动（设为ΔUD）。
调整管T1的管压降（UT1）CE应维持在3V以上，才能保证调整管T1工作在放大区。
整流输出电压最大值为15V。
根据第二章《常用整流滤波电路计算表》可知，桥式整流输出电压是变压器次级电压的1.2倍。
当电网电压下降－10％时，变压器次级输出的电压应能保证后续电路正常工作，那么变压器B1次级输出电压（UB1）OMIN应该是：
（UB1）OMIN＝（ΔUD＋（UT1）CE＋（UO）MAX）÷1.2
（UB1）OMIN＝（2V＋3V＋15V）÷1.2＝20V÷1.2＝16.67V
则变压器B1次级额定电压为：
（UB1）O＝（UB1）OMIN÷0.9
（UB1）O＝16.67V÷0.9＝18.5V
当电网电压上升＋10％时，变压器B1的输出功率最大。
这时稳压电源输出的最大电流（IO）MAX为500mA。
此时变压器次级电压（UB1）OMAX为：
（UB1）OMAX＝（UB1）O×1.1
（UB1）OMAX＝18.5V×1.1＝20.35V
变压器B1的设计功率为：
PB1＝（UB1）OMAX×（IO）MAX
PB1＝20.35V×500mA＝10.2VA
为保证变压器留有一定的功率余量，确定变压器B1的额定输出电压为18.5V，额定功率为12VA。
实际购买零件时如果没有输出电压为18.5V的变压器可以选用输出电压为18V或以上的变压器。
当选用较高输出电压的变压器时，后面各部分电路的参数需要重新计算，以免由于电压过高造成元件损坏。
4、整流部分
这一部分主要计算整流管的最大电流（ID1）MAX和耐压（VD1）RM。
由于四个整流管D1～D4参数相同，所以只需要计算D1的参数。
根据第二章《常用整流滤波电路计算表》可知，整流管D1的最大整流电流为：
（ID1）MAX＝0.5×IO
（ID1）MAX＝0.5×500mA＝0.25A
考虑到取样和放大部分的电流，可选取最大电流（ID1）MAX为0.3A。
整流管D1的耐压（VD1）RM即当市电上升10％时D1两端的最大反向峰值电压为：
（VD1）RM≈1.414×（UB1）OMAX＝1.414×1.1×（UB1）O≈1.555×（UB1）O
（VD1）RM≈1.555×18.5V≈29V
得到这些参数后可以查阅有关整流二极管参数表，这里我们选择额定电流1A，反向峰值电压50V的IN4001作为整流二极管。
5、滤波部分
这里主要计算滤波电容的电容量C1和其耐压VC1值。
根据根据第二章滤波电容选择条件公式可知滤波电容的电容量为（3－5）×0.5×T÷R，一般系数取5，由于市电频率是50Hz，所以T为0.02S，R为负载电阻。
当最不利的情况下，即输出电压为15V，负载电流为500mA时：
C1＝5×0.5×T÷（UO÷IO）
C1＝5×0.5×0.02S÷（15V÷0.5A）≈1666μF
当市电上升10％时整流电路输出的电压值最大，此时滤波电容承受的最大电压为：
VC1＝（UB1）OMAX＝20.35V
实际上普通电容都是标准电容值，只能选取相近的容量，这里可以选择2200μF的铝质电解电容。
耐压可选择25V以上，一般为留有余量并保证长期使用中的安全，可将滤波电容的耐压值选大一点，这里选择35V。
6、调整部分
调整部分主要是计算调整管T1和T2的集电极－发射极反向击穿电压（BVT1）CEO，最大允许集电极电流（IT1）CM，最大允许集电极耗散功率（PT1）CM。
在最不利的情况下，市电上升10％，同时负载断路，整流滤波后的出电压全部加到调整管T1上，这时调整管T1的集电极－发射极反向击穿电压（BVT1）CEO为：
（BVT1）CEO＝（UB1）OMAX＝20.35V
考虑到留有一定余量，可取（BVT1）CEO为25V。
当负载电流最大时最大允许集电极电流（IT1）CM为：
（IT1）CM＝IO＝500mA
考虑到放大取样电路需要消耗少量电流，同时留有一定余量，可取（IT1）CM为600mA。
这样大允许集电极耗散功率（PT1）CM为：
（PT1）CM＝（（UB1）OMAX－UOMIN）×（IT1）CM
（PT1）CM＝（20.35V-6V）×600mA＝8.61W
考虑到留有一定余量，可取（PT1）CM为10W。
查询晶体管参数手册后选择3DD155A作为调整管T1。
该管参数为：
PCM＝20W，ICM＝1A，BVCEO≥50V，完全可以满足要求。
如果实在无法找到3DD155A也可以考虑用3DD15A代替，该管参数为：
PCM＝50W，ICM＝5A，BVCEO≥60V。
选择调整管T1时需要注意其放大倍数β≥40。
调整管T2各项参数的计算原则与T1类似，下面给出各项参数的计算过程。
（BVT2）CEO＝（BVT1）CEO＝（UB1）OMAX＝20.35V
同样考虑到留有一定余量，取（BVT2）CEO为25V。
（IT2）CM＝（IT1）CM÷βT1
（IT2）CM＝600mA÷40＝15mA
（PT2）CM＝（（UB1）OMAX－UOMIN）×（IT2）CM
（PT2）CM＝（20.35V－6V）×15mA＝0.21525W
考虑到留有一定余量，可取（PT2）CM为250mW。
查询晶体管参数手册后选择3GD6D作为调整管T2。
该管参数为：
PCM＝500mW，ICM＝20mA，BVCEO≥30V，完全可以满足要求。
还可以采用9014作为调整管T2，该管参数为：
PCM＝450mW，ICM＝100mA，BVCEO≥45V，也可以满足要求。
选择调整管T2时需要注意其放大倍数β≥80。
则此时T2所需要的基极驱动电流为：
（IT2）MAX＝（IT2）CM÷βT1＝15mA÷80＝0.1875mA
7、基准电源部分
基准电源部分主要计算稳压管D5和限流电阻R2的参数。
稳压管D5的稳压值应该小于最小输出电压UOMIN，但是也不能过小，否则会影响稳定度。
这里选择稳压值为3V的2CW51，该型稳压管的最大工作电流为71mA，最大功耗为250mW。
为保证稳定度，稳压管的工作电流ID5应该尽量选择大一些。
而其工作电流ID5＝（IT3）CE＋IR2，由于（IT3）CE在工作中是变化值，为保证稳定度取IR2＞＞（IT3）CE，则ID5≈IR2。
这里初步确定IR2MIN＝8mA，则R2为：
R2＝（UOMIN－UD5）÷IR2MIN
R2＝（6V－3V）÷8mA＝375Ω
实际选择时可取R2为390Ω
当输出电压UO最高时，IR2MAX为：
IR2MAX＝UOMAX÷R2
IR2MAX＝15V÷390≈38.46mA
这时的电流IR2MAX小于稳压管D5的最大工作电流，可见选择的稳压管能够安全工作。
8、取样部分
取样部分主要计算取样电阻R3、R4、R5的阻值。
由于取样电路同时接入T3的基极，为避免T3基极电流IT3B对取样电路分压比产生影响，需要让IT3B＞＞IR3。
另外为了保证稳压电源空载时调整管能够工作在放大区，需要让IR3大于调整管T1的最小工作电流（IT1）CEMIN。
由于3DD155A最小工作电流（IT1）CEMIN为1mA，因此取IR3MIN＝10mA。
则可得：
R3＋R4＋R5＝UOMIN÷IR3MIN
R3＋R4＋R5＝6V÷10mA＝600Ω
当输出电压UO＝6V时：
UD5＋（UT3）BE＝（R4＋R5）÷（R3＋R4＋R5）×UO
（R4＋R5）＝（UD5＋（UT3）BE）×（R3＋R4＋R5）÷UO
（R4＋R5）＝（3V＋0.7V）×600Ω÷6V＝370Ω
当输出电压UO＝15V时：
UD5＋（UT3）BE＝R5÷（R3＋R4＋R5）×UO
R5＝（UD5＋（UT3）BE）×（R3＋R4＋R5）÷UO
R5＝（3V＋0.7V）×600Ω÷15V＝148Ω
实际选择时可取R5为150Ω。
这样R4为220Ω，R3为230Ω。
但实际选择时可取R3为220Ω。
9、放大部分
放大部分主要是计算限流电阻R1和比较放大管T3的参数。
由于这部分电路的电流比较小，主要考虑T3的放大倍数β和集电极－发射极反向击穿电压（BVT1）CEO。
这里需要T3工作在放大区，可通过控制T3的集电极电流（IT3）C来达到。
而（IT3）C是由限流电阻R1控制，并且有：
IR1＝（IT3）C＋（IT2）B
一方面，为保证T1能够满足负载电流的要求，要求满足IR1＞（IT2）B；另一方面，为保证T3稳定工作在放大区，以保证电源的稳定度，其集电极电流（IT3）C不能太大。
这里可以选IR1为1mA，当输出电压最小时，则R1为：
R1＝（（UB1）O－UO－（UT1）BE－（UT2）BE）÷IR1
R1＝（15V－6V－0.7V－0.7V）÷1mA＝7.6KΩ
实际选择时可取R1为7.5KΩ。
当输出电压最大时，IR1为：
IR1＝（（UB1）O－UO－（UT1）BE－（UT2）BE）÷R1
IR1＝（15V－6V－0.7V－0.7V）÷7.5KΩ≈1.013mA
可见当输出电压最大时IR1上升幅度仅1％，对T3工作点影响不大，可满足要求。
由于放电电路的电流并不大，各项电压也都小于调整电路，可以直接选用3GD6D或9014作为放大管T3。
10、其他元件
在T2的基极与地之间并联有电容C2，此电容的作用是为防止发生自激振荡影响电路工作的稳定性，一般可取0.01μF/35V。
在电源的输出端并联的电容C3是为提高输出电压的稳定度，特别对于瞬时大电流可以起到较好的抑制作用，可选470μF/25V铝电解电容。
10、总结
通过前面的计算，已经得到了所有元件的参数。
可以将这些参数标注到图4－3－1中，这样就得到完整的串联负反馈稳压电源电路图，见图4－3－2。
这里计算的其实都还只是初步的参数，实际组装完毕后应该仔细测量电源的各项指标是否符合要求，各部分元件工作是否正常。
如果发现问题，应该根据实际情况作出调整。
根据调整的结果来修正原理图中的电路参数，最终完成稳压电源的设计。
四、串联稳压电源的改进措施
前面介绍的串联负反馈稳压电源只是一种基本的稳压电路，实际使用中的稳压电源可能会有各种各样的特殊要求。
有些要求更高的电压稳定度，有些要求更大的输出电流能力，有些要求有短路保护。
这样就需要针对不同的要求对前面介绍的电路进行改进。
下面就对串联负反馈稳压电源的各种改进措施进行介绍。
1、改善稳定度
一般改善稳定度的方法有：
使用恒流源负载、增加电压放大部分的级数、采用辅助的稳定电源、增加补偿电路等方法。
使用恒流源负载
由于串联负反馈稳压电路是通过输出电压的变化量，经放大后来调节调整管的管压降达到稳压的目的。
当放大倍数越高，电源的稳定度就越高。
对于三极管放大器，当集电极电阻越大同时输入电阻越小时，放大倍数就越大。
但集电极电阻过大会造成集电极电流过小，会造成输入电阻增大。
为解决这个矛盾，可以使用恒流源负载代替集电极电阻。
图4－4－1是一种使用三极管恒流源的稳压电路。
图中虚线框内的T4、D2、R6、R7组成恒流源电路，作为T3发射极负载。
图4－4－2是使用恒流二极管作为恒流源的稳压电路。
恒流二极管一种能在比较宽的电压范围内提供恒定电流的半导体器件。
由于具有直流等效电阻低、交流动态阻抗高、稳定系数小、直流电压降可调的优点。
因此可用于代替图4－4－1中的三极管恒流源。
图4－4－3是使用场效应管作为恒流源的串联负反馈稳压电路。
由于结型场效应管具有类似恒流二极管的特性，当漏极D接到整流滤波后的电压，栅极G与源极S连接后接到放大管T3的集电极时，场效应管就成了放大管T3的集电极恒流源负载。
增加电压放大部分的级数
由于当放大电路的放大倍数越高时，电源的稳定度就越高。
一般单管放大电路的放大倍数有限，可以采用增加放大电路级数的方法来提高放大倍数，这样也可以大大提高电源的稳定度。
不过增加放大电路的级数后，电路更容易产生自激振荡，在设计放大电路时需要采取手段避免电路产生自激。
由于增加电压放大级数不可避免的增加了电路的复杂程度，一般分离元件制作的稳压电源中较少使用此方法。
采用辅助的稳定电源
在基本形式的串联负反馈稳压电路中，放大管T3的集电极电路R1直接连接到经整流滤波后的电压上。
由于这个电压不是稳定的电压，当其发生变化时，其变化量会加到调整管的基极，进而影响输出电压稳定度。
可以通过将R1接入到一个稳定电压的方法来避免这种影响。
图4－4－2中，D2、R6组成辅助稳压电源，负责向R1提供稳定的电压。
这种形式的稳压电路通常用在大输出电流的稳压电源中，可以显著提高电源的稳定度。
增加补偿电路
由于串联负反馈稳压电路是通过输出电压的变化量来控制稳定度，那么可以直接使用输入电压的波动或者负载电流的波动来进行补偿控制，理想状态下可以达到补偿效果正好等于输出电压的变化量。
但由于补偿量的计算比较复杂，实际电路中受各种因素影响，补偿效果也难以达到要求。
一般较少采用此方法，多为针对特定电路采取的临时措施。
采用场效应管提高输入阻抗的放大电路图
场效应管是一种单极型晶体管，它只有一个P-N结，在零偏压的状态下，它是导通的，如果在其栅极（G）和源极（S）之间加上一个反向偏压（称栅极偏压）在反向电场作用下P-N变厚（称耗尽区）沟道变窄，其漏极电流将变小，（如图b），反向偏压达到一定时，耗尽区将完全沟道"夹断"，此时，场效应管进入截止状态（如图c），此时的反向偏压我们称之为夹断电压，用Vpo表示，它与栅极电压Vgs和漏源电压Vds之间可近以表示为Vpo=Vps+|Vgs|，这里|Vgs|是Vgs的绝对值。
在制造场效应管时，如果在栅极材料加入之前，在沟道上先加上一层很薄的绝缘层的话，则将会大大地减小栅极电流，也大大地增加其输入阻抗，由于这一绝缘层的存在，场效应管可工作在正的偏置状态，我们称这种场效应管为绝缘栅型场效应管，又称MOS场效应管，所以场效应管有两种类型，一种是绝缘栅型场效应管，它可工作在反向偏置，零偏置和正向偏置状态，一种是结型栅型效应管，它只能工作在反向偏置状态。
绝缘栅型场效应管又分为增强型和耗尽型两种，我们称在正常情况下导通的为耗尽型场效应管，在正常情况下断开的称增强型效应管。
增强型场效应管特点：
当Vgs=0时Id（漏极电流）=0，只有当Vgs增加到某一个值时才开始导通，有漏极电流产生。
并称开始出现漏极电流时的栅源电压Vgs为开启电压。
耗尽型场效应管的特点，它可以在正或负的栅源电压（正或负偏压）下工作，而且栅极上基本无栅流（非常高的输入电阻）。
结型栅场效应管应用的电路可以使用绝缘栅型场效应管，但绝缘栅增强型场效管应用的电路不能用结型栅场效应管代替
功率场效应管（MOSFET）典型应用电路
1．电池反接保护电路
电池反接保护电路如图9所示。
一般防止电池接反损坏电路采用串接二极管的方法，在电池接反时，PN结反接无电压降，但在正常工作时有0.6～0.7V的管压降。
采用导通电阻低的增强型N沟道场效应管（MOSFET）具有极小的管压降（RDS（ON）×ID），如Si9410DY的RDS（ON）约为0.04Ω，则在lA时约为0.04V。
这时要注意在电池正确安装时，ID并非完全通过管内的二极管，而是在VGS≥5V时，N导电沟道畅通（它相当于一个极小的电阻）而大部分电流是从S流向D的（ID为负）。
而当电池装反时，场效应管（MOSFET）不通，电路得以保护。
2．触摸调光电路
一种简单的触摸调光电路如图10。
当手指触摸上触头时，电容经手指电阻及100k充电，VGS渐增大，灯渐亮；当触摸下触头时，电容经
100k及手指电阻放电，灯渐暗到灭。
3．甲类功率放大电路
由R1、R2建立VGS静态工作点（此时有一定的ID流过）。
当音频信号经过C1耦合到栅极，使产生-△VGS，则产生较大的△ID，经输出变压器阻抗匹配，使4～8Ω喇叭输出较大的声功率。
图ll中Dw为9V稳压二极管，是保护G、S极以免输入过高电压而击穿。
从图中也可以看出，偏置电阻的数值较大，因为栅极输入阻抗极高，并且无栅流。
天线放大器
将天线引线接在高频头的信号输入端，将电源线焊接在高频头的电源输入端，最后用一根导线和一支高频电容连接在场效应管的信号输出端和电源正极之间。
这样我的自制场效应管放大器就成功了。
提示：
1．在焊接时一定要注意防止场效应管被静电损坏而报废。
2．本天线放大器适合在偏远的地区使用。
TL431是用于稳压电路的精密基准电压集成电路，它的输出电压连续可调，最高可达36V。
工作电流最高可达100mA。
下图是用TL431作基准电压源，K790场效应管作调整管构成的高精度稳压电源，输出电流可达6A。
电路原理：
220v电压经变压器B降压、D1-D4整流、C1滤波。
此外D5、D6、C2、C3组成倍压电路（使得Vdc＝60V），Rw、R3组成分压电路，TL431、R1组成取样放大电路，9013、R2组成限流保护电路，场效应管K790作调整管，C5是输出滤波电容器。
稳压过程：
当输出电压降低时，f点电位降低，经TL431内部放大使e点电压增高，经K790调整后，b点电位升高；反之，当输出电压增高时，f点电位升高，e点电位降低，经K790调整后，b点电位降低。
从而使输出电压稳定。
限流保护：
当输出电流大于6A时，三极管9013处于截止，使输出电流被限制在6A以内，从而达到限流的目的。
本电路除电阻R1选用2W、R2选用5W外，其它元件无特殊要求，元件参数如图所示。
场效应管电机驱动-MOS管H桥原理
所谓的H桥电路就是控制电机正反转的。
下图就是一种简单的H桥电路，它由2个P型场效应管Q1、Q2与2个N型场效应管Q3、Q3组成，所以它叫P-NMOS管H桥。
桥臂上的4个场效应管相当于四个开关，P型管在栅极为低电平时导通，高电平时关闭；N型管在栅极为高电平时导通，低电平时关闭。
场效应管是电压控制型元件，栅极通过的电流几乎为“零”。
正因为这个特点，在连接好下图电路后，控制臂1置高电平（U=VCC）、控制臂2置低电平（U=0）时，Q1、Q4关闭，Q2、Q3导通，电机左端低电平，右端高电平，所以电流沿箭头方向流动。
设为电机正转。
控制臂1置低电平、控制臂2置高电平时，Q2、Q3关闭，Q1、Q4导通，电机左端高电平，右端低电平，所以电流沿箭头方向流动。
设为电机反转。
当控制臂1、2均为低电平时，Q1、Q2导通，Q3、Q4关闭，电机两端均为高电平，电机不转；
当控制臂1、2均为高电平时，Q1、Q2关闭，Q3、Q4导通，电机两端均为低电平，电机也不转，
所以，此电路有一个优点就是无论控制臂状态如何（绝不允许悬空状态），H桥都不会出现“共态导通”（短路），很适合我们使用。
（另外还有4个N型场效应管的H桥，内阻更小，有“共态导通”现象，栅极驱动电路较复杂，或用专用驱动芯片，如MC33883，原理基本相似，不再赘述。
）
下面是由与非门CD4011组成的栅极驱动电路，因为单片机输出电压为0~5V，而我们小车使用的H桥的控制臂需要0V或7.2V电压才能使场效应管完全导通，PWM输入0V或5V时，栅极驱动电路输出电压为0V或7.2V，前提是CD4011电源电压为7.2V。
切记！
！
故CD4011仅做“电压放大”之用。
之所以用两级与非门是为了与MC33886兼容。
两者结合就是下面的电路：
调试时两个PWM输入端其中一个接地，另一个悬空（上拉置1），电机转为正常。
监视MOS管温度，如发热立即切断电源检查电路。
CD4011的14引脚接7.2V，７引脚接地。
使用时单片机PWM输出信号：
1路为PWM方波信号，另一路为高电平（置1）。
反转亦然。
简单的场效应管甲类DC功放
原始图片
适合自制采用普通电源变压器的MOS场效应管逆变器制作
这里介绍的逆变器（见图1）主要由MOS场效应管，普通电源变压器构成。
其输出功率取决于MOS场效应管和电源变压器的功率，免除了烦琐的变压器绕制，适合电子爱好者业余制作中采用。
下面介绍该变压器的工作原理及制作过程。
图1
工作原理
一、方波的产生
这里采用CD4069构成方波信号发生器。
电路中R1是补偿电阻，用于改善由于电源电压的变化而引起的震荡频率不稳。
电路的震荡是通过电容C1充放电完成的。
其振荡频率为f=1/2.2RC。
图示电路的最大频率为：
fmax=1/2.2x103x2.2x10—6=62.6Hz，最小频率为fmin=1/2.2x4.3x103x2.2x10—6=48.0Hz。
由于元件的误差，实际值会略有差异。
其它多余的发相器，输入端接地避免影响其它电路。
图2
二、场效应管驱动电路。
由于方波信号发生器输出的振荡信号电压最大振幅为0~5V，为充分驱动电源开关电路，这里用TR1、TR2将振荡信号电压放大至0~12V。
如图3所示。
图3
三、场效应管电源开关电路。
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