整理经典雷达资料第15章动目标显示MTI雷达5.docx
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整理经典雷达资料第15章动目标显示MTI雷达5
经过修正的相位噪声谱密度如图15.48所示。
相对于载波，总噪声功率可由曲线下面的噪声功率积分来决定。
每段功率谱密度随频率变化的方程为
图15.46微波振荡器的单边带相位噪声谱密度和有效噪声密度
图15.47基于系统参数对微波振荡器相位噪声的修正（系统参数见书中内容）
图15.48组合修正和修正后的相位噪声谱密度
（15.28）
式中，Pf1为在f1的功率谱密度，单位是W/Hz（为方便起见，载波功率假设为1W）；“斜率”为该段的斜率，单位是dB/10倍频程；f1为Pf1处的频率。
对于具有恒定斜率的的每段频谱而言，该方程可以用Vigneri方法[31]或用带积分功能的计算器（如HewlettPackardHP-15C）求积分运算。
表15.3给出这个例子的积分结果。
注意：
假设条件是载波功率为1W，如-149.4dBc/Hz变成1.148×10-15W/Hz，则在所有段计算积分功率时，先对它们求和，然后转化为dBc。
最终结果-66.37dBc就是由振荡器噪声导致的对改善因子I的限制。
对ISCR（dB）的极限是I（dB）加上目标积累增益（dB）。
表15.3用图15.47进行校正的如图15.46所示的相位噪声谱密度积分值
段
f1（Hz）
f2（Hz）
斜率
（分贝/10倍频程）
P1（dBc/Hz）
积分功率
（W）
积分功率
（dBc）
1
1
90
30.0
-149.4
0.188E-07
-77.25
2
90
365
-10.0
-90.8
0.105E-06
-69.80
3
365
1000
-30.0
-96.9
0.323E-07
-74.91
4
1000
10000
-20.0
-110.0
0.900E-08
-80.46
5
10000
500000
0.0
-130.0
0.490E-07
-73.10
6
500000
1000000
-40.0
-130.0
0.167E-07
-77.78
总积分噪声功率
0.231E-06
-66.37
发射脉冲的时间抖动会使MTI系统的性能变坏。
时间抖动会使脉冲的前沿及后沿对消失败，而每一个未被对消的部分的幅度为∆t/τ。
这里，∆t为抖动时间；τ为发射脉冲宽度。
总的剩余功率为2（∆t/τ）2，因此，由于时间抖动对改善因子所产生的限制为
（dB）。
对改善因子的这种限制是根据非编码发射脉冲并假定接收机带宽与发射脉冲持续时间相匹配得出的。
在脉冲压缩雷达系统中，接收机带宽较宽，以时间带宽积Bτ计算，于是每个脉冲结束时杂波剩余功率按Bτ积成比例增大。
线性调频脉冲压缩系统对改善因子的限制为
。
脉冲压缩雷达系统采用脉组脉冲波形，就应将上式中的因子2再乘以波形中的子脉冲数。
例如，对于有13个子脉冲的Barker码来说，对改善因子I的限制为
dB（15.29）
脉冲宽度的抖动产生的剩余为时间抖动剩余的一半，并且有
dB（15.30）
式中，∆PW为脉冲宽度的抖动。
发射脉冲的幅度抖动也会对改善因子产生限制，这时有
dB（15.31）
式中，A为脉冲的幅度；∆A为脉冲之间的幅度变化。
因为总会出现很多达不到限幅电平的杂波，故即使在对消器前采用限幅的系统中，此种限制也仍然适用。
但是，在大多数的发射机中，当频率稳定度或相位稳定度满足要求后，幅度的抖动就不大起作用了。
在A/D转换器中，取样时间的抖动也会限制MTI的性能，如果脉冲压缩在A/D变换之前或没有脉冲压缩，则限制为
dB（15.32）
式中，
为时间抖动；τ为发射脉冲宽度；
为时间带宽乘积。
如果脉冲压缩在A/D变换之后，则限制为
dB（15.33）
对可得到的MTI改善因子的各项限制已归纳在表15.4内。
这时假设各项不稳定的峰-峰值是在脉冲到脉冲之间发生的，在脉冲间进行参差MTI运用时也往往如此。
若已知不稳定为随机的，则在这些公式中的峰值可用脉冲之间峰-峰值的均方根代替，所得出的结果基本上与Steinberg的结论相同[32]。
表15.4不稳定的限制
脉冲之间的不稳定源
对改善因子的限制
发射机的频率
稳定本振或相参振荡器的频率
发射机的相位漂移
相参振荡器的锁定
脉冲定时抖动
脉冲宽度抖动
三、环境影响的经济损益分析脉冲幅度抖动
一、环境影响评价的发展与管理体系、相关法律法规体系和技术导则的应用A/D取样抖动
『正确答案』B
脉冲压缩在A/D之后时，A/D取样抖动
式中，∆f为脉冲间的频率变化；J为A/D取样时间抖动。
（1）资质等级。
评价机构的环评资质分为甲、乙两个等级。
环评证书在全国范围内使用，有效期为4年。
τ为发射脉冲宽度；Bτ为脉冲压缩系统的时间带宽乘积（对未编码的脉冲而言，Bτ＝1）；
8.编制安全预评价报告T为往返目标的传输时间；∆PW为脉冲宽度的抖动；
∆φ为脉冲间的相位变化；A为脉冲幅度（V）；
∆t为时间抖动；∆A为脉冲间的幅度变化。
如果不稳定出现在某些已知的频率上，如高压电源的纹波，则有关不稳定的效果可按等效多普勒频率的目标在MTI系统速度响应曲线上的响应来确定。
例如，当响应比最大响应低6dB时，则对改善因子I的限制差不多要比由表15.4的公式计算出的限制小6dB。
（4）环境保护验收。
如果全部不稳定源是互相独立的，并且通常都是这种情况，则各剩余杂波功率可相加，以确定对MTI性能的总限制。
脉冲的频率或相位变化如能从脉冲到脉冲准确地重复出现，则它们就不会对MTI的良好运作产生什么影响。
惟一应当注意的问题是，如果在发射脉冲时间内相位有漂移或相参振荡器或稳定本振有失调而使得回波脉冲与调谐好的中频频率有显著的失谐时，则灵敏度就会降低。
如果容许在脉内有1rad的相位漂移，则系统的失谐即可高达1/（2πτ）Hz，并且仍旧不会使MTI的性能变坏。
1）按类型分。
环境标准按类型分为环境质量标准、污染物排放标准（或控制标准）、环境基础标准、环境检测方法标准、环境标准样品标准。
为了举例说明脉冲间的稳定性要求，我们以一部频率为3000MHz、发射2μs的非编码脉冲的雷达为例，并且没有单项系统不稳定性会将100nmile距离上的MTI改善因子限制到低于50dB，即电压比为316:
1。
（1）规划环境影响评价的分析、预测和评估内容。
发射机的脉间均方根频率变化（若采用脉控振荡器）必须小于
3.划分评价单元
为了有别于传统的忽视环境价值的理论和方法，环境经济学家把环境的价值称为总经济价值（TEV），包括环境的使用价值和非使用价值两个部分。
即稳定度约为2×10-7。
发射机的脉间均方根相移变化（若采用功率放大器）必须小于
稳定本振或相参振荡器的频率变化必须小于
即对稳定本振（频率约为3GHz）而言，短期频稳度为10－10；而对相参振荡器（假定中频为30MHz）而言，短期频稳度为10－8。
相参振荡器（若采用脉冲振荡器）必须锁定在下述范围内
定时脉冲的抖动必须小于
脉冲宽度的抖动必须小于
脉冲幅度的变化必须小于
%
A/D取样的时间抖动必须小于
以上各项要求中惟一不容易满足的就是稳定本振的稳定度[33][34]和相参振荡器的锁定精度。
然而，在大带宽（窄压缩后脉冲）系统中，时间抖动要求变得很重要，并且可能要求在系统关键部位采用专门的时钟再生电路。
量化噪声对改善因子的影响
A/D引入的量化噪声会对MTI所能获得的改善因子产生限制。
考虑如图15.49所示的常规的视频MTI系统。
因为峰值信号电平受到线性限幅放大器的控制，相位检波器输出的峰值偏移量也已知，因此设计的A/D应能覆盖此偏移量。
如果A/D采用N位，并且相位检波器的输出从-1～+1，则量化间隔为2/（2N-1）。
由A/D所引入的信号电平偏差的均方根值为
。
当信号达到相位检波器的全部偏移时，将模/数转换器对信号电平的影响代入表15.4的公式，即可求出对MTI改善因子的限制，即
（15.34）
因为两个正交通道都产生独立的A/D噪声，故对全距离信号改善因子的平均限制为
（15.35）
正常情况下，如果信号并没有达到A/D转换器的全部偏移，那么量化对I的限制要相对重些。
例如，如果设计一个系统使所关心的最强杂波平均电平比A/D转换器峰值小3dB，则对I的限制会成为
（见表15.5）。
图15.49数字MTI设想
表15.5A/D量化对I限制的典型值
位数N
对MTI改善因子I的限制（dB）
4
22.3
5
28.6
6
34.7
7
40.8
8
46.9
9
52.9
10
59.0
11
65.0
12
71.0
A/D量化噪声的讨论是在假定A/D转换器为理想情况下进行的。
特别是在高变换速率的情况下，许多A/D转换器是不理想的。
这同样引起比这里预想的更严重的系统限制（见15.12节）。
用脉冲之间的均方根偏差来代替式（15.34）中的∆A，且假设脉冲之间的量化误差相互独立。
Brennan和Reed[35]曾计算过，当量化间隔与脉冲间的杂波变化粗略可比时（这就会使数/模转换器输出一系列的具有同一电平的脉冲序列），就会出现“无噪声效应”。
不过在采用实际的系统参数时，不会出现这种“无噪声效应”。
脉冲压缩问题
当MTI系统与脉冲压缩技术一起使用时，则系统在杂波中检测目标的性能可能和一部发射等效的窄脉冲系统的性能一样好，也可能不如一部发射同样宽度的非编码脉冲的系统的性能好。
在上述两个极端情况之间，系统性能的好坏程度取决于杂波环境的类型、系统的不稳定性和所使用的信号处理方式。
除非对系统的不稳定采取专门的措施，否则MTI-脉冲压缩雷达系统在杂波环境下就可能完全不能工作。
脉冲压缩接收机与MTI一起使用的理想情况如图15.50（a）所示。
如果脉冲压缩系统是理想的，则被压缩后的脉冲看起来就像雷达在发射和接收窄脉冲一样，而MTI的处理也和没有用脉冲压缩时相同。
实际上，由于两方面的原因，压缩脉冲是有时间副瓣的。
第一个原因是系统的设计，如有的元件可能与频率成非线性关系等。
这些副瓣是稳定不变的，也就是说，从一个脉冲到下一个脉冲它们会准确地重复出现。
出现脉冲副瓣的第二个原因是系统的不稳定性，如本机振荡器噪声、发射机电源噪声、发射机时间抖动及发射管噪声。
这些副瓣具有类噪声性质，并且与杂波幅度成正比。
例如，假设具有类噪声性质的副瓣分量比峰值发射信号低40dB。
类噪声性质的分量并不能在MTI系统中被对消，因此对每一个超过系统门限40dB或更多一些的杂波区域来说，其剩余的部分就会超过检测门限。
如果杂波超过门限60dB，则MTI系统的剩余输出就要超过检测门限20dB，于是就使MTI失效。
图15.50（b）表示了这种影响。
图15.50有MTI的脉冲压缩：
（a）理想但难于实现的组合；（b）振荡器对发射机不稳定的影响。
在系统和杂波不稳定性所强加的限制的范围内，已经有一种方法很成功地使MTI系统的性能达到最佳，如图15.51所示（在以下的讨论中，发射机噪声用来代表所有可能引起类噪声脉冲压缩时间副瓣的系统不稳定性）。
图15.51实际的MTI脉冲压缩组合
限幅器1调整到使其输出端动态范围等于发射机峰值功率与在系统带宽内的发射机噪声之间的范围。
限幅器2调整到使其输出端动态范围等于所期望的MTI改善因子。
通过设置这两个限幅器可使发射机噪声和其他不稳定因素（如量化噪声和杂波的内部运动）所引发的杂波剩余分别与对消器输出的前端热噪声相等。
这样就可以在不使虚警率过大的情况下，得到最大的灵敏度。
限幅器是可以调整的，所以当系统在外场使用时，就能够用调整它们的方法来充分利用整个设备和所具有的杂波稳定度，同时又能精确地控制门限输出的虚警数。
限幅器1是对付发射机噪声的非常有效的恒虚警率装置，因为它所抑制的噪声与杂波信号的强度成正比。
而在杂波信号不强时，则在任何时候也不会对噪声抑制。
因此，当重叠在一片强杂波上的弱目标信号的宽度为未压缩脉冲的一半时，就会有50%被抑制，而剩下的50%在脉冲压缩网络中被压缩（幅度损耗为6dB），并且仍能被检测出来。
尽管限幅器把杂波区中的某些有用目标部分地或全部地抑制掉了，但有些目标仍未被抑制掉；这些目标是在系统输出端有发射机噪声的情况下如果不用限幅器本来能够检测到的目标。
作为一个特例，设系统的脉冲压缩比大致为30dB，在15MHz的系统噪声带宽内的发射机噪声比载频功率约低28dB（这些值被认为是典型值[36]）。
假设MTI对消器的改善因子受杂波运动（杂波内部的频谱扩展）的限制为30dB。
在上述系统参数条件下，能得到最好性能的接收机系统应按如图15.52所示的数值调整。
在脉冲压缩网络的输出端，不论对分布杂波还是点状杂波，发射机的噪声都等于或小于热噪声。
峰值杂波信号将从超过热噪声28dB（对均匀分布的杂波而言）变化到比热噪声大58dB（对强点状杂波而言）。
图15.52有脉冲压缩的MTI
因为MTI对消器要求把杂波衰减30dB，则限幅器2可用来防止强杂波的剩余可能会超过门限。
在不用限幅器2时，对消器输入端超过噪声58dB的强点状反射体杂波会使对消器输出端有超过噪声28dB的剩余杂波。
这就无法与飞机目标区分开来。
如发射机的噪声比上述假设值低15dB，则限幅器1就应调整到比热噪声高43dB，这时对目标的抑制就要少得多。
因此，尽管MTI的改善因子由于杂波的内部运动而仍然被限制为30dB，但在强的杂波区内及其附近，目标的检测性能却有所改善。
总之，类噪声脉冲压缩副瓣和未被压缩脉冲的宽度决定了脉冲压缩MTI雷达的有效性。
由于发射机噪声和宽的未压缩脉冲的共同作用，已建立的系统会使之不能检测出地杂波中或其附近的飞机目标。
另一方面，若发射机噪声低或采用窄的未压缩脉冲的系统，却能相当满意地工作。
某些现有的脉冲压缩系统有意不提供上述两种限幅器，但是，系统之所以工作是因为电路元件已足以限制它的动态范围。
如其他系统为了恒虚警处理，在脉冲压缩前加硬限幅，则没有杂波剩余问题，但要承受杂波区域中重要目标被抑制的后果。
使用限幅器的替代方案是使用杂波图。
由于能成功地防止检测来自杂波区反射回来的并随后在脉冲压缩过程中被扩散的发射机噪声，杂波图必须用在MTI滤波器输出端。
因此，用杂波剩余建立的杂波图可防止在滤波器输出端对杂波剩余的检测。
15.12A/D变换问题
将雷达IF信号准确变换成等效的数字值是实现现代数字信号处理的重要一步。
假如后续的数字MTI或MTD处理要达到规定的性能，那么A/D变换必须以最小的误差保留雷达回波信号的幅度和相位信息。
图15.53为典型的I、Q相位检测电路和与之联接的A/D转换器的方框图，并且还标明了下面将讨论的各种误差源。
当输入电压超过其满刻度范围时，由于大多数A/D转换器不能产生可预知的输出数码，因此在中频必须有限幅器，以确保A/D转换器在超过其最大输入值时不会受到驱动。
更重要的是，如果在A/D转换器允许发生限幅，那么在数字信号表达中将产生严重的谐波，而且多普勒滤波器组的性能也将变得不可预知且可能非常差。
由来自相参振荡器的同相和正交连续波信号驱动双通道相参相位检波器（平衡混频器）。
低通滤波器滤除输出的谐波分量。
中频信号幅度和相位所得出的同相和正交分量被A/D转换器变换成等效的数字分量，这里假定在A/D转换器中包含了必须的采样保持电路。
图15.53中指出的误差源如下：
（1）在平衡混频器中由于增益压缩导致相位检波器的非线性，如
图15.53雷达正交检波和A/D变换中的各种误差源
果相参振荡基准信号的功率不能远大于最大输入信号，就会产生非线性；
（2）相参振荡参考信号的正交相位误差使相同基准坐标系中的I、Q信号表达式产生失真；（3）I或Q通道之一的增益误差也会使I、Q信号失真，也使基准坐标系失真；（4）A/D转换器输入端的直流偏置相当于零多普勒连续波信号分量；（5）由于A/D转换器的位数有限而产生的幅度量化可对最大改善因子产生影响。
该内容已在第15.11节中讨论过。
动态范围
A/D转换器的动态范围受到输出数字位数的限制。
A/D转换器的量化噪声均方根值为NQ=1/12（相对于最小有效位（LSB））。
对L位的A/D转换器而言，能被变换的最大幅值正比于2L-1（最大有效位（MSB）表示符号），于是最大动态范围是
（15.36）
例如，10位的A/D转换器最大动态范围是65.0dB。
在实际系统中，最大动态范围必定是要缩小的，这是因为在A/D输入端的热噪声将大大超过量化噪声，以保持系统噪声系数，且正弦信号的有效值是其峰值的
。
后一因素使实际的动态范围减少了3dB。
在A/D输入端，系统噪声的均方根噪声电平通常应调整等于1～2级量化电平相当的电压增量。
若相对于均方根噪声电平的电平数量用k表示，则可使用的动态范围（电压比）是
（15.37）
式中，
/
为最大信号的均方根值；k为噪声的均方根值。
于是，对一个10位A/D转换器、噪声水平设置为k=2.0的系统而言，其实际动态范围是45.2dB，约低于理论最大值20dB。
根据在A/D转换器输出端量化噪声的值（NQ=1/12）和实际热噪声的值。
由于量化噪声造成的噪声系数降低见下式，即
dB（15.38）
这里，若k=2.0，则LQ=0.09dB；若k=1.0，则量化损耗将增加到LQ=0.35dB，此时动态范围增加6dB。
在信号处理器中，必须维持足够的噪声电平使CFAR处理电路能有效地工作，通常倾向于采用的输入噪声值接近于2级（k=2.0）。
I和Q的平衡要求
在将IF信号的幅度和相位信息变换成直角坐标系中等效表达值时会引入直流偏置、幅度失衡和相位误差。
在A/D转换器输出端，表示零多普勒线的直流偏置是很容易补偿的。
在A/D转换器输出端用长时间常数平均电路就可估计出I和Q每个通道的直流分量并减去该分量。
幅度失衡和相位误差的后果是，在对应于输入信号与杂波的镜像多普勒频率处产生寄生边带。
对于零多普勒频率的杂波而言，这一寄生边带也在零多普勒频率处，因此它不影响MTI的性能。
而对于有多普勒频移且被MTI滤波器的抑制凹口所抑制的杂波回波来说，这一边带可能位于MTI滤波器仅有一点衰减或根本没有衰减的多普勒频率处，所以寄生边带电平就成了限制改善因子的一个因素。
关于幅度和相位不平衡造成的寄生边带相对电平的计算已由Sinsky和Wang[37]作出。
图15.54说明了作为幅度或相位正交误差函数的边带水平。
为了使这个边带电平低于-40dB，幅度误差必须小于0.17dB，正交相位误差必须小于1.1︒。
图15.54由I、Q幅度和相位误差导致的镜像边带
定时不稳定性
在A/D转换器输入端，控制采样保持电路时钟的定时不稳定所造成的影响和15.11节中讨论的发射脉冲定时不稳定的影响相当。
因此，它的影响必须包含在整个系统稳定性所允许的定时不稳定预计中。
线性
对于多位A/D转换器而言，获取I和Q信息的相参检波器的设计应在噪声系数和线性之间折中。
在输入范围的极限值处，动态范围的任何压缩都将导致寄生输出发生。
如果非线性是奇次的，则将产生对称的奇次谐波。
计算表明，当动态范围在最大信号幅度处压缩0.1dB时，寄生边带电平约为-48dB，而当动态范围压缩达到1dB时，寄生边带电平约为-31dB。
只有当非零多普勒频率处的杂波被具有偏置抑制凹口的滤波器对消时，这个影响才很重要。
精度
正如以上讨论中所假设的那样，A/D转换器不必很完美。
建议在确认量化噪声不高于预期的理论值且不产生寄生信号的情况下，在接收通频带的所有频率上用大信号来评估A/D。
噪声比理论值大的A/D转换器仍然可用，但必须在确定系统性能时考虑其性能的下降。
例如，一个14位有噪声A/D转换器或许可以按一个12位理想A/D转换器的等效物来评估。
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