SPWM在逆变器控制中的应用1.docx
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SPWM在逆变器控制中的应用1
NANCHANGUNIVERSITY
现代电力电子技术
题目：
SPWM在逆变器控制中的仿真应用
学院：
信息工程学院
专业：
电气工程
学号：
416114313017
学生姓名：
池万城
任课教师：
江智军
日期：
2014年5月23日
SPWM在逆变器控制中的仿真应用
逆变技术（DC/AC）是电力电子技术的重要组成部分，是在电力电子技术中最主要、最核心的技术，广泛应用于不间断电源（UPS）、各种逆变电源、变频电源、开关电源、交流稳压电源、光伏逆变、交流电机调速、电动汽车、电气火车等场合。
按照输出交流侧是否连接到电网，逆变电路可以分为有源逆变和无源逆变两类。
1逆变器的主电路结构
逆变器的主电路结构形式多种多样，有全桥型、半桥型及推挽型等。
中小容量逆变电源多采用半桥式逆变器结构，结构简单，控制方便。
中大容量逆变电源一般采用全桥式和推挽式逆变器结构。
为了滤除高次谐波，逆变桥后级均接有LC滤波器。
小容量逆变电源因为输出容量小，电压和电流不大，因此开关器件多选用电力MOSFET。
而大容量正弦波输出的逆变电源因其电压电流一般都比较大，因此多采用IGBT作为它的开关器件。
本文逆变器主电路选用全桥式结构，带有输出隔离变压器的主电路形式，并采用IGBT作为开关器件。
主电路图如图1所示。
控制技术采用正弦脉宽调制（SPWM）。
图1单相SPWM全桥逆变器
2正弦脉宽调制逆变技术
所谓的正弦波脉宽调制（SPWM）波形，就是与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形。
它的原理是:
把正弦波分成n等分，然后把每一等分的正弦曲线与横轴包围的面积用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值是不变的。
各脉冲的中点于每一等分的中点重合。
这样，由n个等幅不等宽的矩形脉冲组成的波形与正弦波等效，称作SPWM波形。
SPWM控制技术根据控制信号极性的不同可分为单极性和双极性两种。
单极性SPWM是指在一个载波周期内，逆变桥的输出电压（即两桥臂中点间电压）Uab只有0和正电压或0和负电压;双极性SPWM则是指一个载波周期内，逆变桥的输出电压Uab既有正电压，又有负电压。
下面分别对这两种SPWM调压方式进行说明。
2.1双极性正弦脉宽调制
双极性正弦脉宽调制原理波形，如图2所示。
输出电压uo（t）波形在0~2π区间关于中心对称、在0~π区间关于轴对称、其傅立叶级数展开式为
（2-1）
图2双极性正弦脉宽调制原理波形
式（2-1）中
。
输出电压u（t）可以看成是幅值为U1N2/N1、频率为fn的方波与幅值为2UiN2/N1、频率为fc的负脉冲列（起点和终点分别为α1、α2、……、α2p-1、α2p的叠加。
因此
（2-2）
则输出电压为
（2-3）
输出电压基波分量Uo1（t）为
（2-4）
输出电压谐波含量与调制度的关系，如图3所示。
图3输出电压谐波含量与调制度的关系
2.2单极性正弦脉宽调制
用幅值为Ur的参考正弦波ur与幅值为Uc、频率为fc的三角波u。
比较，产生功率开关驱动信号。
单极性正弦脉宽调制原理波形，如图4所示。
图4是用单相正弦波全波整流电压信号与单向三角形载波交截、再通过倒相得到功率开关驱动信号，或者是直接用参考正弦波与单向三角形载波交截产生功率开关驱动信号。
参考波频率fr决定了输出频率fo，每半周期的脉冲数决定于载波频率fc。
图4单极性正弦脉宽调制SPWM原理波形
通过改变参考正弦波幅值改变调制度，输出电压峰值由0变到U1N2/Nl。
如果第j个脉冲宽度为θ1，可以得到输出电压有效值为
（2-5）
输出电压的傅立叶级数展开式为
（2-6）
式（2-6）中，n=1,3,5......，系数An和Bn由每个脉宽为θ、起始角为a的正脉冲和对应的负脉冲起始角π+a来决定。
可计算输出电压的傅立叶级数的系数为
（2-7）
（2-8）
以半个周期内有五个调制脉冲为例，单极性正弦脉宽调制谐波含量、THD与调制度的关系，如图5所示。
这类调制方法消除了所有低于或等于2p-1次谐波，p=5时最低次谐波为9次。
图5单极性正弦脉宽调制谐波含量、THD与调制度的关系
根据以上分析可以看出，单极性SPWM调制方法与双极性SPWM调制方法相比，在单极性SPWM调制方法下，由于S2和S4两个开关管的工作频率为低频（调制波频率），所以可以选择要求较低的低频开关管，同时开关损耗也大约只有双极性调制方式的1/2。
对于逆变桥输出电压的谐波含量，由图3和图5得到的结论是单极性调制小于双极性调制。
不过值得注意的是，在单极性调制的工作方式下，当负载比较轻的时候，可能出现电感电流断续现象，而在双极性调制方式下则不会出现电流断续。
但是相对于单极性SPWM调制的众多优点来说，大多数应用场合都建议使用。
2.3倍频单极性正弦脉宽调制
图6是倍频单极性正弦脉宽调制的原理波形。
用两个极性相反的参考正弦波与双向三角形载波交截产生功率开关驱动信号。
逆变桥的输出电压Uab。
的脉动频率是逆变器中开关元件的开关频率的两倍，所以称之为倍频单极性正弦脉宽调制。
图6倍频单极性正弦脉宽调制SPWM原理波形
虽然，在这种调压方式下，S2和S4两个开关管的工作频率相比普通单极性SPWM调压方法工作在高频下，增大了开关损耗，但是倍频单极性SPWM调压方法的优点就在于同样的开关频率fc下，U。
的脉动频率提高了一倍，也就使谐波含量减少了1/2，输出滤波电感的纹波电流频率提高了一倍。
因此，只需要相对较小的电感和电容滤波器件，就可以起到同样的滤波效果，提高了系统的性能，也降低了体积和成本。
综上所述，双极性、单极性以及倍频单极性SPWM调压方法在基本的工作原理下，有着独特的优点。
并目，从上述分析可以看出，这三种调压方法都可以很方便的用数字方式实现。
基于倍频单极性SPWM调压方法的明显的优点，本文设计的逆变器采用了这种调压方式。
3单相电压型全桥SPWM逆变器仿真
图1为单相全桥逆变器简图，IGBT的控制信号为SPWM波，ui,ii分别为逆变桥的输出电压、电流，uo.io为逆变器的输出电压、电流，uc,ic,心分别为电容电压和流经电容的电流。
相关参数为:
载波频率关:
fc:
l0KH,L1:
1.15mH,L2:
0.1mH,C:
90uF;额定功率:
6KVA;额定电压:
220V;额定频率无:
fs:
50Hz。
载波为全三角波，调制波为正弦波。
取ii，uc和u。
作为状态变量可得式
（1）和式
（2），设ui（s）为调制信号，可得主回路框图如图7所示。
（2-9）
（2-10）
图7逆变器主回路框图
图7自身结构中有io负反馈和uc负反馈，采用相应的电流、电压正反馈来抑制负载变化时的极点变化。
双闭环控制系统如图8所示，电流内环取Ki=20;引入内部模型控制的电压调节器可使系统稳态误差趋近零，其调节器的传递函数见式（2-11）
（2-11）
图8双闭环逆变器系统框图
3.1单相SPWM逆变桥
采用MATLAB/Simulink中的基本运算模块对逆变桥进行仿真，其具体方案如图9所示。
图9逆变桥仿真结构图
E为直流输入电压，Uab和Ii为输出电压和输出电流;封装的子系统Subsystem1~4用于产生T1至T4的控制信号PWM1、PWM2、PWM3、PWM4。
PWM1~4的产生原理见图10
图10PWM1的仿真结构图
Tri为三角波，Relay据输入信号的正负触发电平，输出系列脉冲，Delay用于设置死区时间。
3.2逆变器主回路
图11为图1的仿真结构，其中逆变桥模型见图9、10。
图11逆变器系统仿真结构图
3.3逆变器控制系统
对应的双闭环逆变器控制系统仿真结构如图12所示，Ki=20，Gv见式（2-3）。
图12逆变器控制系统仿真结构图
3.4仿真波形
Us=90sin（wst），Uc=E=100,即调制比M=0.9，负载为额定纯阻负载，死区时间为2us，定步长为0.000001，用ode5算法，则无死区补偿时滤波器前后的电压仿真波形见图13
（a）输入电压（b）输出电压
图13滤波器输入输出电压仿真波形
图14为调制比为0.92时逆变桥输出电压的仿真频谱，采用电气系统模块库中的Powergui进行傅里叶分析得到，图15为采用死区补偿、闭环控制后的逆变器输出电压的仿真波形
图14滤波器输入电压频谱
图15有死区补偿闭环的输出电压波形
4讨论
（1）此方案适用于死区宽度小于90%的PWM波最小脉冲宽度的情况，如果死区设置过长或者器件开关频率过高，则被忽略的SPWM波将影响输出电压。
（2）如考量IGBT和续流二极管开关过渡过程，则可将本方案的适用范围扩大到吸收电路和软开关设计;用带滤波器的自流电源取代理想自流电压源可将本方案的适用范围扩大到整个逆变器系统。
（3）电力电子器件的开关频率逐步提高是一种发展趋势，功率变换器功率加大会增加装置的几何尺度，在纳秒级的PWM功率脉冲序列和分米级导体线度的共同作用下，电磁发射现象、趋肤/接近效应、非线性和混沌等问题将小可忽视。
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