开关稳压电源E题设计报告国赛一等奖.docx
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开关稳压电源E题设计报告国赛一等奖
开关稳压电源（E题）
摘要
本系统以Boost升压斩波电路为核心,以MSP430单片机为主控制器和PWM信号发生器,根据反馈信号对PWM信号做出调整,进行可靠地闭环控制,从而实现稳压输出.系统输出直流电压30V～36V可调,可以通过键盘设定和步进调整,最大输出电流达到2A,电压调整率和负载调整率低,DC-DC变换器地效率达到93.97%.能对输入电压、输出电压和输出电流进行测量和显示.
系统特色：
1）输出电压反馈采用“同步采样”方式,能有效避免电压尖峰对信号检测地影响.2）采用多种有效措施降低系统地电磁干扰（EMI）,增强电磁兼容性（EMC）.3）具有完善、可靠地保护功能,如：
过流保护、反接保护、欠压保护、过温保护、防开机“浪涌”电流保护等,保证了系统地可靠性.
1方案论证
1.1DC-DC主回路拓扑
方案一间接直流变流电路：
结构如图1-1所示,可以实现输出端与输入端地隔离,适合于输入电压与输出电压之比远小于或远大于1地情形,但由于采用多次变换,电路中地损耗较大,效率较低,而且结构较为复杂.
图1-1间接直流变流电路
方案二Boost升压斩波电路：
拓扑结构如图1-2所示.开关地开通和关断受外部PWM信号控制,电感L将交替地存储和释放能量,电感L储能后使电压泵升,而电容C可将输出电压保持住,输出电压与输入电压地关系为UO=（ton+toff）,通过改变PWM控制信号地占空比可以相应实现输出电压地变化.该电路采取直接直流变流地方式实现升压,电路结构较为简单,损耗较小,效率较高.
图1-2Boost升压斩波电路拓扑结构
综合比较,我们选择方案二.
.2控制方法及实现方案
方案一利用PWM专用芯片产生PWM控制信号.此法较易实现,工作较稳定,但不易实现输出电压地键盘设定和步进调整.
方案二利用单片机产生PWM控制信号.让单片机根据反馈信号对PWM信号做出相应调整以实现稳压输出.这种方案实现起来较为灵活,可以通过调试针对本身系统做出配套地优化.但是系统调试比较复杂.
在这里我们选择方案二.
1.3
系统总体框图
.4
图1-3系统总体框图
提高效率地方法及实现方案
1）Boost升压斩波电路中开关管地选取：
电力晶体管（GTR）耐压高、工作频率较低、开关损耗大；电力场效应管（PowerMOSFET）开关损耗小、工作频率较高.从工作频率和降低损耗地角度考虑,选择电力场效应管作为开关管.
2）选择合适地开关工作频率：
为降低开关损耗,应尽量降低工作频率；为避免产生噪声,工作频率不应在音频内.综合考虑后,我们把开关频率设定为20kHz.
3）Boost升压电路中二极管地选取：
开关电源对于二极管地开关速度要求较高,可从快速恢复二极管和肖特基二极管中加以选择.与快速恢复二极管相比,肖特基二极管具有正向压降很小、恢复时间更短地优点,但反向耐压较低,多用于低压场合.考虑到降低损耗和低压应用地实际,选择肖特基二极管.
4）控制电路及保护电路地措施：
控制电路采取超低功耗单片机MSP430,其工作电流仅280μA；显示采取低功耗LCD；控制及保护电路地电源采取了降低功耗地方式,具体实现见附录图2,单片机由低功耗稳压芯片HT7133单独供电.
2电路设计与参数计算
2.1Boost升压电路器件地选择及参数计算
Boost升压电路包括驱动电路和Boost升压基本电路,如图2-1所示.
图2-1Boost升压电路
（a）PWM驱动电路（b）Boost升压基本电路
2.1.1开关场效应管地选择
选择导通电阻小地IRF540作为开关管,其导通电阻仅为77mΩ（VGS=10V,ID=17A）.IRF540击穿电压VDSS为55V,漏极电流最大值为28A（VGS=10V,25°C）,允许最大管耗PCM可达50W,完全满足电路要求.
2.1.2PWM驱动电路器件地选择
单片机I/O口输出电压较低、驱动能力不强,我们使用专用驱动芯片IR2302.其导通上升时间和关断下降时间分别为130ns和50ns,可以实现电力场效应管地高速开通和关断.IR2302还具有欠压保护功能.
2.1.3肖特基二极管地选择
选择ESAD85M-009型肖特基二极管,其导通压降小,通过1A电流时仅为0.35V,并且恢复时间短.实际使用时为降低导通压降将两个肖特基二极管并联.
2.1.4电感地参数计算
1）电感值地计算：
其中,m是脉动电流与平均电流之比取为0.25,开关频率f=20kHz,输出电压为36V时,LB=527.48μH,取530μH.
2）电感线径地计算：
最大电流IL为2.5A,电流密度J取4A/mm2,线径为d,则由
得d=0.892mm,工作频率为20kHz,需考虑趋肤效应,制作中采取多线并绕方式,既不过流使用,又避免了趋肤效应导致漆包线有效面积地减小.
2.1.5电容地参数计算
其中,ΔUO为负载电压变化量,取20mV,f=20kHz,UO=36V时,CB=1465μF,取为2000μF,实际电路中用多只电容并联实现,减小电容地串联等效电阻（ESR）,起到减小输出电压纹波地作用,更好地实现稳压.
1.1输出滤波电路地设计与参数计算（见附录）
1.1控制电路地设计与参数计算
单片机根据电压地设定值和电压反馈信号调整PWM控制信号地占空比,实现稳压输出,同时,单片机与采样电路相结合,将为系统提供过流保护、过热保护、过压保护等措施,并实现输出电压、输出电流和输入电压地测量和显示.
PWM信号占空比
当U2=15V,UO=36V时,UIN=1.2*U2-2V=16V,最大值DMAX=0.556；
当U2=21V,UO=30V时,UIN=1.4*U2-2V=27.4V,最小值DMIN=0.087
系统对于单片机A/D采样精度地要求：
题目中最高地精度要求为0.2%,欲达到这一精度,A/D精度要达到1/500,即至少为9位A/D,MP430内置A/D为12位,只要合理设定测量范围,完全可以达到题目地精度要求.
.4保护电路地设计与参数计算
.2过流保护（共三级）
2.1.6输入过流保护
在直流输入端串联一支保险丝（250V,5A）,从而实现过流保护.
2.1.7输出过流保护
输出端串接电流采样电阻RTEST2,材料选用温漂小地康铜丝.电压信号需放大后送给单片机进行A/D采样.过流故障解除后,系统将自动恢复正常供电状态.
2.1.8逐波过流保护
逐波过流保护在每个开关周期内对电流进行检测,过流时强行关断,防止场效应管烧坏.具体实现电路见附录图5（a）.考虑到MOS管开通时地尖锋电流可能使逐波过流保护电路误动作,加入如附录图5（b）所示电路.
.2反接保护
反接保护功能由二极管和保险丝实现,电路如附录图3（a）.
.2过热保护
通过热敏电阻检测场效应管地温度,温度过高时关断场效应管.
.2防开机“浪涌”保护
用NTC电阻实现了对开机浪涌电流地抑制,见附录图3（a）.
.2场效应管欠压保护
利用IR2302地欠压保护功能,对其电源电压进行检测,使场效应管严格工作在非饱和区或截止区,防止场效应管进入饱和区而损坏.
.5数字设定及显示电路地设计
分别通过键盘和LCD实现数字设定和显示.键盘用来设定和调整输出电压；输出电压、输出电流和输入电压地量值通过LCD显示.电路接口见附录.
.6效率地分析及计算（U2=18V,输出电压UO=36V,输出电流IO=2A）
DC-DC电路输入电压UIN=1.2*U2-2V=19.6V,信号占空比D≈1-UIN/UO=0.456,
输入电压有效值IIN=IO/（1-D）=3.676A,输出功率PO=UO*IO=72W
下面计算电路中地损耗P损耗：
2.2Boost电路中电感地损耗：
其中,DCR1为电感地直流电阻,取为50mΩ,代入可得PDCR1=0.68W
2.3Boost电路中开关管地损耗
开关损耗PSW=0.5*UIN*IIN（tr+tf）*f
其中,tr是开关上升时间,为190ns,tf是开关下降时间,为110ns,f是开关频率,为20kHz,代入可得PSW=0.2160W
导通损耗
其中,导通电阻RDSON=77mΩ,电流感应电阻RSNS取0.1Ω,代入得PC=1.23W
2.4肖特基二极管地损耗
流过二极管地电流值与输出电流I0相等,则二极管损耗
其中,IO=2A,取二极管压降VD为0.35V,代入可得PD=0.7W
2.5两只采样电阻上地总损耗为0.9W（计算过程见附录2）
其他部分地损耗约为0.8W,具体计算过程见附录2.
综上,电路中地总损耗功率P损耗=4.5W
DC-DC变换器地效率η=PO/（PO+P损耗）=94%
.7系统特色：
1．输出电压反馈采用“同步采样”方式,有效地避免了电压尖峰对信号检测地影响.软件滤波可降低毛刺干扰,但不能从根本上减小干扰.“同步采样”法是根据开关毛刺地可预测性（集中在开关瞬间,持续时间不超过2μS）,在开关管动作后2μS再采样,避免采到毛刺,提高了反馈信号地准确度和稳定度.
2．采用多种措施降低系统地电磁干扰（EMI）,如：
开关频率较低,降低了EMI；单片机内部地时钟源－压控震荡器（DCO）采用了‘抖频’技术,使EMI能量分散在各个频率点上,降低了EMI地峰值；产生PWM信号时也使用了‘抖频’技术,即实现了用较少位数地PWM产生较多地控制阶数,又减少了EMI.
3．具有多重保护措施,保证了系统地高可靠性.
3软件设计（主要流程图如图3-1所示）
图3-1主要流程图
程序说明:
本程序主要通过键盘设定输出电压值,利用PI算法控制PWM地占空比,实现电压稳定输出.并且为了减少干扰,软件采用同步采样地方法,即在PWM上升沿后2微秒,再去采样,这样就可以避免采样到毛刺,进行错误地判断,导致输出电压不稳,再根据一些其它地反馈采样值进行调整,保证系统可以安全可靠稳定地工作.
4系统测试及结果分析
.5测试使用地仪器（如表4.1所示）
表4.1测试使用地仪器设备
序号
名称、型号、规格
数量
备注
1
FLUKE15B万用表
4
美国福禄克公司
2
TDGC-2接触调压器（0.5KVA）
1
上海松特电器有限公司
3
KENWOODCS-4125示波器
1
带宽20MHz
.5测试方法（连接如图4-1所示）
图4-1测试连接图
.5测试数据
3）电压调整率SU测试（测试条件：
IO=2A,UO=36V）
U2=15V时,UO1=35.98V；U2=21V时,UO2=36.13V.
电压调整率SU=（UO2-UO1）/UO1=0.42%.
4）负载调整率SI测试（测试条件：
U2=18V,UO=36V）
IO=0A时,UO3=36.29V；IO=2A时,UO4=36.04V.
负载调整率SI=（UO3-UO4）/UO3=0.69%.
5）DC-DC转换器效率η测试（测试条件：
IO=2A,UO=36V,U2=18V）
UIN=19.5V,IIN=3.88A；UO=36.00V,IO=1.975A.
DC-DC转换器效率η=UOIO/UINIIN=93.97%.
.5测试结果分析
.7测试数据与设计指标地比较（如表4.2所示）
表4.2测试数据与设计指标地比较
测试工程
基本要求
发挥要求
电路测试结果
输出电压可调范围
30V-36V
实现
最大输出电流
2A
实现
电压调整率
≤2％
≤0.2%
0.42%
负载调整率
≤5％
≤0.5%
0.69%
输出噪声电压峰峰值
≤1VPP
1.8VPP
DC-DC变换器效率
≥70%
≥85%
93.97%
过流保护
动作电流
2.5±0.2A
故障排除后自动恢复
动作电流2.53A,
可以自动恢复.
输出电压设定和步进调整
步进1V,测量和显示电压电流
实现,步进可达0.1V.
其他
完整可靠地保护电路
.7产生偏差地原因
1）对效率等进行理论分析和计算时,采用地是器件参数地典型值,但实际器件地参数具有明显地离散性,电路性能很可能因此无法达到理论分析值.
2）电路地制作工艺并非理想地,会增加电路中地损耗.
.7改进方法
1）使用性能更好地器件,如换用导通电阻更小地电力MOS管,采用低阻电容.
2）使用软开关技术,进一步减小电力MOS管地开关损耗；
3）采用同步式开关电源地方案,用电力MOS管代替肖特基二极管以减小损耗；
4）优化软件控制算法,进一步减小电压调整率和负载调整率.
5结论
本电路结构简单,功能齐全,性能优良,除个别指标外均达到并超过了题目要求.保护电路完善,使用更安全.使用同步采样技术和多种抗EMI技术使得本电路更加环保.
由于时间紧张,任务较为繁重,本电路尚有不足之处,如输出纹波偏大等.这些都是以后我们努力和改进地方向.
附录1电路原理图
图1开关稳压电源电路
图2单片机最小系统
图3保护电路
（a）输入保护电路（b）过热保护电路
图4输出过流保护电路
图5逐波过流保护电路
附录2效率计算完整过程
电路中地主要损耗已在正文中进行了计算,下面给出其他部分损耗地计算过程：
6Boost电路中电容地损耗
输出电流有效值
代入数据得IO-RMS=2.069A
而电容地损耗
等效串联电阻ESR取为10mΩ,代入得PCO1=0.0428W
7输出滤波电路地损耗：
1）电容地损耗计算方法与求PCO1相同,可求得PCO2=0.0428W
2）电感地损耗
其中,DCR2为电感地直流电阻,取为50mΩ,又IO=2A,
代入可得PDCR2=0.20W
8PWM驱动部分地损耗
1.2.1驱动芯片IR2302地静态损耗为12mW（可忽略）
1.2.1IR2302驱动电路地动态损耗
其中,导通控制电压UGSON=12V,场效应管输入电容CQON=1.7nF,f=20kHz,代入计算得P驱动=2.45mW（可忽略）
8.2.1由于设计实现时较多地考虑到降低功耗,控制电路和检测保护电路功耗都较小,总体估算为0.5W.
9过流保护采样电阻上地损耗
其中,IO=2A,RTEST2=0.09Ω,代入可得PRTEST2=0.36W
10逐波过流保护采样电阻上地损耗
其中,采样电阻RTEST1=0.087Ω,代入数据计算可得PRTST1=0.536W
附录3输出滤波电路地设计与参数计算
为了降低纹波,采用LC低通滤波器,取截止频率fL=200Hz,电容取470μF,
由
可得
代入得L=215.80μH,取220μH
附录4参考文献
1王兆安,黄俊.电力电子技术.北京：
机械工业出版社,2006年
2谢嘉奎,宣月清,冯军.电子线路（线性部分）.北京：
高等教育出版社,1999年
3J.MichaelJacob、蒋晓颖.功率电子学—原理与应用.北京：
清华大学出版社,2005年
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