晶闸管和双向可控硅应用规则.docx

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晶闸管和双向可控硅应用规则

 

闸流管

闸流管是一种可控制的整流管,由门极向阴极送出微小信号电流即可触发单向电流自阳极流向阴极。

 

导通

让门极相对阴极成正极性,使产生门极电流,闸流管立即导通。

当门极电压达到阀值电压VGT,并导致门极电流达到阀值IGT,经过很短时间tgt(称作门极控制导通时间)负载电流从正极流向阴极。

假如门极电流由很窄的脉冲构成,比方说1μs,它的峰值应增大,以保证触发。

当负载电流达到闸流管的闩锁电流值IL时,即使断开门极电流,负载电流将维持不变。

只要有足够的电流继续流动,闸流管将继续在没有门极电流的条件下导通。

这种状态称作闩锁状态。

注意,VGT,IGT和IL参数的值都是25℃下的数据。

在低温下这些值将增大,所以驱动电路必须提供足够的电压、电流振幅和持续时间,按可能遇到的、最低的运行温度考虑。

 

规则1为了导通闸流管(或双向可控硅),必须有门极电流≧IGT,直至负载电流达到≧IL。

这条件必须满足,并按可能遇到的最低温度考虑。

灵敏的门极控制闸流管,如BT150,容易在高温下因阳极至阴极的漏电而导通。

假如结温Tj高于Tjmax,将达到一种状态,此时漏电流足以触发灵敏的闸流管门极。

闸流管将丧失维持截止状态的能力,没有门极电流触发已处于导通。

要避免这种自发导通,可采用下列解决办法中的一种或几种:

1.确保温度不超过Tjmax。

2.采用门极灵敏度较低的闸流管,如BT151,或在门极和阴极间串入1kΩ或阻值更

小的电阻,降低已有闸流管的灵敏度。

3.若由于电路要求,不能选用低灵敏度的闸流管,可在截止周期采用较小的门极反向

偏流。

这措施能增大IL。

应用负门极电流时,特别要注意降低门极的功率耗散。

截止(换向)

要断开闸流管的电流,需把负载电流降到维持电流IH之下,并历经必要时间,让所有的载流子撤出结。

在直流电路中可用“强迫换向”,而在交流电路中则在导通半周终点实现。

(负载电路使负载电流降到零,导致闸流管断开,称作强迫换向。

)然后,闸流管将回复至完全截止的状态。

假如负载电流不能维持在IH之下足够长的时间,在阳极和阴极之间电压再度上升之前,闸流管不能回复至完全截止的状态。

它可能在没有外部门极电流作用的情况下,回到导通状态。

注意,IH亦在室温下定义,和IL一样,温度高时其值减小。

所以,为保证成功的切换,电路应充许有足够时间,让负载电流降到IH之下,并考虑可能遇到的最高运行温度。

规则2要断开(切换)闸流管(或双向可控硅),负载电流必须

在可能的最高运行温度下必须满足上述条件。

双向可控硅

从形式上可将双向可控硅看成两只普通可控硅的组合,但实际上它是由7只晶体管和多只电阻构成的功率集成器件。

从双向可控硅的结构看它属于NPNPN五层器件。

三个电极分别是T1、T2、G。

因该器件可以双向导通,故除门极G以外的两个电极统称为主端子,用T1、T2。

表示,不再划分成阳极或阴极。

其特点是:

当G极和T2极相对于T1的电压均为正时,T2是阳极,T1是阴极。

反之,当G极和T2极相对于T1的电压均为负时,T1变成阳极,T2为阴极。

双向可控硅可看作为“双向闸流管”,因为它能双向导通。

对标准的双向可控硅,电流能沿任一方向在主端子T1和T2间流动,用T1和门极端子间的微小信号电流触发。

导通

和闸流管不同,双向可控硅可以用门极和T1间的正向或负向电流触发。

(VGT,IGT和IL的选择原则和闸流管相同,见规则1)因而能在四个“象限”触发,如图4与表1所示。

 

双向可控硅的伏安特性见图5,由于正、反向特性曲线具有对称性,所以它可在任何一个方向导通。

在负载电流过零时,门极用直流或单极脉冲触发,优先采用负的门极电流,理由如下。

若运行在第4象限,由于双向可控硅的内部结构,门极离主载流区域较远,导致下列后果:

1.高IGT->需要高峰值IG。

2.由IG触发到负载电流开始流动,两者之间迟后时间较长–>要求IG维持较长时间。

3.低得多的dIT/dt承受能力—>若控制负载具有高dI/dt值(例如白炽灯的冷灯丝),

门极可能发生强烈退化。

4.高IL值(第2象限工况亦如此)—>对于很小的负载,若在电源半周起始点导通,可能需要较长时间的IG,才能让负载电流达到较高的IL。

表1双向可控硅的四象限触发方式

导通方式

电路

原理

 

第一象限正

向触发方式

 

 

工作电压为T2正T1负,触发电压为G正T1负。

导通电流的方向是T2流向T1。

我们称这种方式为第一象限的正向触发方式。

 

第二象限正

向触发方式

 

工作电压为T2正T1负,触发电压为G负T1正。

导通电流的方向是T2流向T1。

我们称这种方式为第二象限的负向触发方式。

 

第三象限正

向触发

 

工作电压为T1正T2负,触发电压为G负T1正。

导通电流的方向是T1流向T2。

我们称这种方式为第三象限的负向触发方式。

 

第四象限正

向触发方式

 

 

工作电压为T1正T2负,触发电压为G正T1负。

导通电流的方向是T1流向T2。

我们称这种方式为第四象限的正向触发方式。

 

在标准的AC相位控制电路中,如灯具调光器和家用电器转速控制,门极和T2的极性始终不变。

这表明,工况总是在第1象限和第3象限,这里双向可控硅的切换参数相同。

这导致对称的双向可控硅切换,门极此时最灵敏。

说明:

以1,2-,3和4标志四个触发象限,完全是为了简便,例如用第1象限取代“T2+,G+”等等。

这是从双向可控硅的V/I特性图导出的代号。

正的T2相应正电流进入T2,相反也是(见图5)。

实际上,工况只能存在1和3象限中。

上标+和-分别表示门极输入或输出电流。

规则3设计双向可控硅触发电路时,只要有可能,就要避开第3象限(T2-,G+)。

其它导通方式

还有一些双向可控硅的导通方式是我们不希望发生的。

其中有些不损伤设备,另一些则可能破坏设备。

(a)电子噪声引发门极信号

在电子噪声充斥的环境中,若干扰电压超过VGT,并有足够的门极电流,就会发生假触发,导致双向可控硅切换。

第一条防线是降低临近空间的杂波。

门极接线越短越好,并确保门极驱动电路的共用返回线直接连接到T1管脚(对闸流管是阴极)。

若门极接线是硬线,可采用螺旋双线,或干脆用屏蔽线,这些必要的措施都是为了降低杂波的吸收。

为增加对电子噪声的抵抗力,可在门极和T1之间串入1kΩ或更小的电阻,以此降低门极的灵敏度。

假如已采用高频旁路电容,建议在该电容和门极间加入电阻,以降低通过门极的电容电流的峰值,减少双向可控硅门极区域为过电流烧毁的可能。

另一解决办法,选用灵敏度型号双向可控硅。

规则4为减少杂波吸收,门极连线长度降至最低。

返回线直接连至T1(或阴极)。

若用硬线

,用螺旋双线或屏蔽线。

门极和T1间加电阻1kΩ或更小。

高频旁路电容和门极间串接电阻。

另一解决办法,低灵敏度双向可控硅。

(b)超过最大切换电压上升率dVCOM/dt

驱动高电抗性的负载时,负载电压和电流的波形间通常发生实质性的相位移动。

当负载电流过零时,双向可控硅发生切换,由于相位差电压并不为零(见图6)。

这时双向可控硅须立即阻断该电压。

产生的切换电压上升率若超过允许的dVCOM/dt,会迫使双向可控硅回复导通状态。

因为载流子没有充分的时间自结上撤出。

高dVCOM/dt承受能力受二个条件影响:

1.dICOM/dt为切换时负载电流下降率。

dICOM/dt高,则dVCOM/dt承受能力下降。

2.接面温度Tj越高,dVCOM/dt承受能力越下降。

假如双向可控硅的dVCOM/dt的允许有

可能被超过,为避免发生假触发,可在MT1和MT2间装置RC缓冲电路,以此限制电压上升

率。

通常选用100Ω的能承受浪涌电流的碳膜电阻,100nF的电容。

注意,缓冲电路中无论如何不能省略电阻。

没有这限流电阻,电容向双向可控硅释放电荷时可能形成高的dIT/dt,在不利的切换条件下有破坏性。

 

(c)超出最大的切换电流变化率dICOM/dt

导致高dICOM/dt值的因素是,高负载电流、高电网频率(假设正弦波电流)或者非正弦波负载电流。

非正弦波负载电流和高dICOM/dt的常见原因是整流供电的电感性负载。

常常导致普通双向可控硅切换失败,一旦电源电压降到负载反电势之下,双向可控硅电流向零跌落。

该效应见图7。

双向可控硅处于零电流状态时,负载电流绕着桥式整流器“空转”。

这类负载产生的dICOM/dt如此之高,使双向可控硅甚至不能支持50Hz波形由零上升时不大的dV/dt。

这里增加缓冲电路并无好处,因为dVCOM/dt不是问题所在。

增加一个几mH的电感,和负载串连,可以限制dICOM/dt。

(d)超出最大的断开电压变化率dVD/dt

规则4.为减少杂波吸收,门极连线长度降至最低。

返回线直接连至MT1(或阴极)。

若用硬线,用螺旋双线或屏蔽线。

门极和MT1间加电阻1kΩ或更小。

高频旁路电容和门极间串接电阻。

另一解决办法,选用H系列低灵敏度双向可控硅。

若截止的双向可控硅上(或门极灵敏的闸流管)作用很高的电压变化率,尽管不超过VDRM(见图8),电容性内部电流能产生足够大的门极电流,并触发器件导通。

门极灵敏度随温度而升高。

假如发生这样的问题,T1和T2间(或阳极和阴极间)应该加上RC缓冲电路,以限制dVD/dt。

 

规则5若dVD/dt或dVCOM/dt可能引起问题,在T1和T2间加入RC缓冲电路。

若高dICOM/dt可能引起问题,加入一几mH的电感和负载串联。

(e)超出截止状态下反复电压峰值VDRM

遇到严重的、异常的电源瞬间过程,T2电压可能超过VDRM,此时T2和T1间的漏电将达到一定程度,并使双向可控硅自发导通(见图9)。

 

若负载允许高涌入电流通过,在硅片导通的小面积上可能达到极高的局部电流密度。

这可能导致硅片的烧毁。

白炽灯、电容性负载和消弧保护电路都可能导致强涌入电流。

由于超过VDRM或dVD/dt导致双向可控硅导通,这不完全威胁设备安全。

而是随之而来的dIT/dt很可能造成破坏。

原因是,导通扩散至整个结需要时间,此时允许的dIT/dt值低于正常情况下用门极信号导通时的允许值。

假如过程中限制dIT/dt到一较低的值,双向可控硅可能可以幸存。

为此,可在负载上串联一个几μH的不饱和(空心)电感。

假如上述解决方法不能接受,或不实际,可代替的方法是增加过滤和箝位电路,防止尖峰脉冲到达双向可控硅。

可能要用到金属氧化物变阻器(MOV),作为“软”电压箝位器,跨接在电源上,MOV上游增加电感、电容滤波电路。

有些厂家怀疑,电路中采用MOV是否可靠,因为他们得知,在高温环境下MOV会失控并导致严重事故。

原因是它们的工作电压有显著的负温度系数。

但是,假如推荐电压等级275VRMS用于230V电源,MOV事故的可能极其微小。

选用250VRMS往往会发生事故,对于高温下的230V电源这是不够的。

规则6假如双向可控硅的VDRM在严重的、异常的电源瞬间过程中有可能被超出,采用下列措施之一:

负载上串联电感量为几μH的不饱和电感,以限制dIT/dt;

用MOV跨接于电源,并在电源侧增加滤波电路。

导通时的dIT/dt

当双向可控硅或闸流管在门极电流触发下导通,门极临近处立即导通,然后迅速扩展至整个有效面积。

这迟后的时间有一个极限,即负载电流上升率的许可值。

过高的dIT/dt可能导致局部烧毁,并使T1-T2短路。

若在第4象限触发,局部的机理进一步降低dIT/dt的许可值。

初始的、急剧的电流上升率可立即使门极进入反向雪崩击穿状态。

这可能不会立即导致破坏。

反复作用下,门极-T1结将逐步地烧毁,阻值下降。

表现为,IGT逐步上升,直至双向可控硅不能再触发。

高灵敏的双向可控硅容易受到影响。

高dIT/dt承受能力决定于门极电流上升率dIG/dt和峰值IG。

较高的dIG/dt值和峰值IG(不超出门极功率条件下),就有较高的dIT/dt承受能力。

规则7选用好的门极触发电路,避开第4象限工况,可以最大限度提高双向可控硅的dIT/dt承受能力。

前面已提到过,具有高初始涌入电流的常见负载是白炽灯,冷态下电阻低。

对于这种电阻性负载,若在电源电压的峰值开始导通,dIT/dt将具有最大值。

假如这值有可能超过双向可控硅的dIT/dt值,最好在负载上串联一只几μH的电感加以限制,或串联负温度系数的热敏电阻。

重申,电感在最大电流下不能饱和。

一旦饱和,电感将跌落,再也不能限制dIT/dt。

无铁芯的电感符合这个条件。

一个更巧妙的解决办法是采用零电压导通,不必接入任何限制电流的器件。

电流可以从正弦波起点开始逐渐上升。

注意:

应该提醒,零电压导通只能用在电阻性负载。

对于电感性负载,由于电压和电流间存在相位差,使用这方法会引起“半波”或单极导通,可能使电感性负载饱和,导致破坏性的高峰电流,以及过热。

这种场合,更先进的控制技术采用零电流切换或变相位角触发。

规则8若双向可控硅的dIT/dt有可能被超出,负载上最好串联一个几μH的无铁芯电感或负温度系数的热敏电阻。

另一种解决办法:

对电阻性负载采用零电压导通。

断开

由于双向可控硅用于交流电路,自然在负载电流每个半周的终点断开,除非门极电流设置为后半周起点导通。

对IH的规则和闸流管相同,见规则2。

双向可控硅按装方法

对负载小,或电流持续时间短(小于1秒钟)的双向可控硅,可在自由空间工作。

但大部分情况下,需要安装在散热器或散热的支架上。

双向可控硅固定到散热器的主要方法有三种,夹子压接、螺栓固定和铆接。

前二种方法的安装工具很容易取得。

很多场合下,铆接不是一种推荐的方法。

夹子压接

这是推荐的方法,热阻最小。

夹子对器件的塑封施加压力。

这同样适用于非绝缘封装(SOT82和SOT78)和绝缘封装(SOT186F-pack和更新的SOT186AX-pack)。

注意:

SOT78就是TO220AB。

螺栓固定

1.SOT78组件带有M3成套安装零件,包括矩形垫圈,垫圈放在螺栓头和接头片之间。

应该不对器件的塑料体施加任何力量。

2.安装过程中,螺丝刀决不能对器件塑料体施加任何力量。

3.和接头片接触的散热器表面应处理,保证平坦,10mm上允许偏差0.02mm。

4.安装力矩(带垫圈)应在0.55Nm和0.8Nm之间。

5.应避免使用自攻丝螺钉,因为挤压可能导致安装孔周围的隆起,影响器件和散热器之间的热接触(见上面第3点)。

安装力矩无法控制,也是这种安装方法的缺点。

6.器件应首先机械固定,然后焊接引线。

这可减少引线的不适当应力。

铆接

除非十分小心,铆接不是推荐的安装方法,因为这种操作中可能产生很大的力,可能使接口变形,晶片裂纹,器件损坏。

假如要采用铆接,为了减少废品,必须遵守下列规则:

1.散热器必须为器件提供一个平整、光洁的表面。

2.散热器安装孔的直径不要比器件接头片安装孔的直径大。

3.铆钉应和接头片孔有间隙,而和散热器安装孔无间隙。

4.器件接口片一侧应是铆钉头,而不是心轴。

5.铆钉和接口应成90度(铆钉头在整个园周上和接口片相接触)。

6.铆接后,铆钉头不接触器件的塑料体。

7.先把器件固定,散热器装上印刷线路板,然后焊接引线。

这可把引线的应力降到最小。

规则9.器件固定到散热器时,避免让双向可控硅受到应力。

固定,然后焊接引线。

不要把铆钉芯轴放在器件接口片一侧。

热阻

热阻Rth是限制热流自结散出的热阻。

热阻和电阻是相似的概念。

如同电阻公式R=V/I,有相应的热阻公式Rth=T/P,这里T是温升,以K(Kelvin)为单位;P是功率耗散,以W为单位;因此Rth的单位为K/W。

对于垂直安装在大气中的器件,热阻决定于结至环境热阻Rthj-a。

对SOT82组件的典型数据是100K/W,对SOT78组件是60K/W,而对绝缘的F-pack和X-pack为55K/W。

对于安装在散热器上的非绝缘器件,结至环境热阻是个总值由结至安装基面热阻、安装基面至散热器热阻和散热器至环境热阻相加。

Rthj-a=Rthj-mb+Rthmb-h+Rthh-a(非绝缘组件)在器件和散热器之间加入导热添加剂或薄片,是

一种推荐的方法。

绝缘组件采用这种安装方法时,安装基面不再是一种基准,因为Rthmb-h成为一常数,是采用导热添加剂的最佳值。

所以,结至环境热阻是结至散热器和散热器至环境两热阻之和。

Rthj-a=Rthj-h+Rthh-a(绝缘组件)

Rthj-mb和Rthj-h是确定的,对每一器件的数据可在其资料中查到。

Rthmb-h可在安装手册中查到,根据是绝缘安装还是非绝缘安装,是否添加导热添加剂。

Rthh-a决定于散热器尺寸和空气自由流动的程度。

散热器尺寸计算

对给定的双向可控硅和负载电流,要计算需要的散热器热阻,首先要根据下列公式确定双向可控硅的功率耗散:

T(RMS)

P=Vo×IT(AVE)+RS×I2

拐点电压Vo和斜率电阻RS可从SC03手册的VT图取得。

若数据没有直接列出,可通过作图取得。

对最大VT曲线作一切线,切线和VT轴线的交点给出Vo值,切线斜率(VT/IT)给出RS。

应用前面的热阻公式:

Rthj-a=T/P

在最高环境温度下,结温Tj升至最高允许结温Tjmax,由此得出结温最大允许提升值。

这提供温升T。

根据选定的安装方法,SC03手册提供Rthj-mbRthmb-h数据。

应用前面的热阻公式Rthj-a=Rthj-mb+Rthmb-h+Rthh-a,可最后求得散热器热阻Rthh-a。

热阻抗

前面的热阻计算只适用于稳定状态,即过程时间大于1秒。

这条件下,热量才有足够的时间从结传送到散热器。

对持续时间短于1秒的电流脉冲或瞬间过程,散热器的效果大为减弱。

热量只在器件内部扩散,很少传到散热器。

对于这种瞬间过程,结的温升决定于结至安装基面的热阻抗Zthj-mb。

随着电流脉冲持续时间减小,Zthj-mb下降,因为芯片加热减少。

假如持续时间增大,接近1秒,Zthj-mb增大至稳定状态的热阻值Rthj-mb。

手册SC03提供每种器件的Zthj-mb曲线,适用于持续时间低至10μs的双向或单向的电流。

规则10为了长期可靠工作,应保证Rthj-a足够低,维持Tj不高于Tjmax,其值相应于可能的最高环境温度。

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