最新反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算.docx
《最新反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《最新反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算.docx（18页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。
最新反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算
反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算
反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算
咱先看下在理想情况下的VDS波形
上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！
从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？
这里我们引出一个反激的重要参数：
反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。
可以用公式表示为VF=VOUT/（NS/NP）,（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的）
式中VF为反射电压；
VOUT为输出电压；
NS为次级匝数；
NP为初级匝数。
比如，一个反激变换器的匝比为NP:
NS=6：
1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V。
上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。
下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形
从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。
那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM）还是非连续模式（DCM）？
是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。
如图所示
从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM）；
只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;
介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。
以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。
类似于下图
这个图是一个48V输入的反激电源。
从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。
这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。
具体RCD吸收电路图如下
简单分析下工作原理
1.当开关S开通时，二极管D反骗而截止。
电感储存能量。
2.当开关S关断时，电感电压反向，把漏感能量储存在C中，然后通过R释放掉。
细心的朋友可能会发现，当开关关断的时候，这个RCD电路和次级的电路是一模一样的，D整流，C滤波。
R相当于负载。
只不过输出电压不是VO，而变成了次级反射到初级的电压VF。
所以，注意了，R的值不能取得太小，太小了损耗严重，影响效率。
而且电阻的功率会变的很大！
下边来个加了RCD吸收的波形
关于RCD吸收的选取，如下面叙述：
方法一
先上个RCD钳位的原理图
再上个MOS的VDS波形
下面再说几个名词，这几个名词其实大家也知道，一个是钳位电压，上边用Vsn表示;一个是折射电压，上边用VRO表示;还有个脉动电压，上边用ΔV表示;MOS管的最大耐压，上边用BVdss表示；电源的最高输入电压，上边用Vinmax表示。
1.钳位电压Vsn是电容C两端的电压，与选用MOS的BVdss及最高输入电压以及降额系数有关，一般在最高输入电压Vinmax下考虑0.9的降额，则有
Vsn=0.9*BVdss-Vinmax（我上边的实验选择的MOS为IRF640，BVdss=200V，Vinmax=70V）
可以算出钳位电压Vsn为110V
2.然后算折射电压VRO，根据VRO=（VOUT+VD）/（NS/NP）
式中VOUT为输出电压
VD为二极管管压降
NS为次级匝数
NP为初级匝数
我的初级NP为31匝，次级NS为10匝，管压降VD≈1V，输出电压VOUT=12V
算出VRO=（12+1）/（10/31）=40V
3.确定漏感量LIK，这个可以通过测试得出，我的实测了下为2.79uH；不过可以估测此漏感值，一般为初级电感量的1%-5%；
4.确定峰值电流IPK的值
输入功率PIN=POUT/η，
式中POUT为输出功率
η为效率
我的输出电压为12V，电流为3A，假设效率为80%；
代入式中得PIN=12*3/0.8=45W
算出平均电流Iin-avg=PIN/Vinmin
式中Vinmin为最小输入电压
我的最小输入是40V，也就是1207的最低输入电压。
代入式得Iin-avg=45/40=1.125A
确定峰值电流IPK=2*Iin-avg/δmax
式中δmax为最大占空比
我的设的为0.5
代入式得IPK=2*1.125/0.5=4.2A
5.确定钳位电阻R的值，根据公式R=2（Vsn-VRO）*Vsn/LIK*IPK*IPK*fs
式中fs为开关频率
IPK*IPK为IPK的平方，俺不会写
6.确定R的功率PR=Vsn*Vsn/R
7.确定钳位电容C的值
我们前边一直把C的点电压VC当成不变的处理，实际是有波动的，因为有漏感等杂散电感的影响，所以会有所波动，一般这个脉动电压ΔV取钳位电压Vsn的5%-10%，我们这取10%吧，所以ΔV=11V
钳位电容的值C=Vsn/ΔV*R*fs
回头我把实验结果和波形放上来！
1.初级用了C=103R=30K,次级R=22R,C=102，峰峰值160V
2.我把初级R又并了个30K，R=15K了，别的没动，峰峰值150V了
我又把初级C=103改为472，R=15K，次级没动，峰峰值又到138V了
我想看看要是不动电阻呢，按算的来，把并的那个30K去掉，C=472，次级不动，峰峰值150V
以上总结，算出来的结果还得再试验中得到验证，只能做个参考；所以我们应以计算为基础，根据实验来回调整，找到一个更适合你的值。
还有吸收电阻R一定要考虑降额使用，满足功率要求。
方法二
先做如下假设：
①开关电源的工作频率范围:
20~200KHZ；
②RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；
③在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。
有了以上几个假设我们就可以先进行计算：
一﹑首先对MOS管的VD进行分段：
ⅰ，输入的直流电压Vin（DC）；
ⅱ，次级反射初级的VF；
ⅲ，主MOS管VD余量VDS；
ⅳ，RCD吸收有效电压VRCD1。
二﹑对于以上主MOS管VD的几部分进行计算：
ⅰ，输入的直流电压Vin（DC）。
在计算Vin（DC）时，是依最高输入电压值为准。
如输入电压为AC220V，最高电压应选择AC265V，即DC375V。
Vin（DC）＝VAC*√2
ⅱ，次级反射初级的VF。
VF是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：
5.0V±5%（依Vo=5.25V计算），二极管Vf为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下Vf值）．
VF＝（Vf+Vout）*Np/Ns
ⅲ，主MOS管VD的余量VDS．
VDS是依MOS管VD的10%为最小值．如KA05H0165R的VD=650应选择DC65V．
VDS＝VD*10%
ⅳ，RCD吸收VRCD．
MOS管的VD减去ⅰ，ⅲ三项就剩下VRCD的最大值。
实际选取的VRCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。
VRCD＝（VD-Vin（DC）-VDS）*90%
注意：
①VRCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．
②VRCD必须大于VF的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的VD值选择就太低了）
③MOS管VD应当小于Vin（DC）的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的VD值就过大了）
④如果VRCD的实测值小于VF的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。
⑤VRCD是由VRCD1和VF组成的
ⅴ，RC时间常数τ确定．
τ是依开关电源工作频率而定的，一般选择10~20个开关电源周期。
三﹑试验调整VRCD值
首先假设一个RC参数，R=100K/RJ15,C=10nF/1KV。
再上市电，应遵循先低压后高压，再由轻载到重载的原则。
在试验时应当严密注视RC元件上的电压值，务必使VRCD小于计算值。
如发现到达计算值，就应当立即断电，待将R值减小后，重复以上试验。
（RC元件上的电压值是用示波器观察的，示波器的地接到输入电解电容“＋”极的RC一点上，测试点接到RC另一点上）。
一个合适的RC值应当在最高输入电压，最重的电源负载下，VRCD的试验值等于理论计算值。
四﹑试验中值得注意的现象
输入电网电压越低VRCD就越高，负载越重VRCD也越高。
那么在最低输入电压，重负载时VRCD的试验值如果大于以上理论计算的VRCD值，是否和（三）的内容相矛盾哪？
一点都不矛盾，理论值是在最高输入电压时的计算结果，而现在是低输入电压。
重负载是指开关电源可能达到的最大负载。
主要是通过试验测得开关电源的极限功率。
五﹑RCD吸收电路中R值的功率选择
R的功率选择是依实测VRCD的最大值，计算而得。
实际选择的功率应大于计算功率的两倍。
RCD吸收电路中的R值如果过小，就会降低开关电源的效率。
然而，如果R值如果过大，MOS管就存在着被击穿的危险。
下面讲下变压器的设计方法
变压器的设计方法有多种，个人感觉适合自己的才是最好的，选择一个你自己最熟悉的，能够理解的才是最好的！
我先介绍下一种设计方法：
1.先确定输入电压，一般是按照最低输入直流电压计算VINmin计算
a.要是直流输入按直流的最低输入来计算；
b.要是输入为交流电，一般对于单相交流整流用电容滤波，直流电压不会超过交流输入电压有效值的1.4倍，也不低于1.2倍。
列如，全范围交流输入85-265VAC的电源，一般按85VAC时计算，那VINmin=85*1.2=102V，一般会取整数按100VDC计算。
2.确定导通时间ton
导通时间ton=T*D
T为周期T=1/f
D为最大占空比，一般在最低输入电压的时候，D会最大，保证输出稳定。
注意大的占空比可以降低初级的电流有效值，和MOS的导通损耗，但是根据伏秒法则，初级占空比大了，次级的肯定会小，那么次级的峰值电流会变大（IPK=2*Iin-avg/δmax），电流有效值变大，会导致输出纹波变大！
所以，一般单端反激拓扑的占空比选取不要超过0.5。
而且一般的电流控制模式，占空比大于0.5要加斜率补偿的，对调试是个难度。
还有一重要的是你的占空比决定你的匝比，匝比决定啥，嘿嘿，反射电压VF，忘了再去上边看下，再加上你漏感引起的尖峰，最终影响你MOS的耐压。
占空比越小匝比越小，反射电压VF越低，MOS的电压应力小。
反之MOS的电压应力大，所以占空比要考虑好了。
要保证在最高电压下你的VDS电压在MOS的规定电压以下，最好是降额使用，流出足够的余量来！
列如，电源的开关频率为100K，最低输入时的最大占空比为0.4，那T=1/100000=10μS，那么ton=0.4*10μS=4μS。
3.确定磁芯的有效面积AE
AE一般会在磁芯的资料中给出。
4.计算初级匝数NP
NP=VINmin*ton/ΔB*AE
式中VINmin为直流最低输入电压；
ton为导通时间
AE为磁芯的有效面积
ΔB为磁感应强度变化量，这个值和磁芯材质，及温升等有关，一般靠经验来选取，在0.1-0.3之间，取得越大，余量越小，变压器在极端情况下越容易饱和！
俺一般取0.2。
5.计算次级匝数NS
NS=（Vo+Vd）*（1-D）*NP/VINmin*D
式中Vo为输出电压
Vd为二极管管压降
D为占空比
NP为初级匝数
VINmin为最低输入电压
6.确定次级整流二极管的应力VDR
上边算出变压器的初级匝数NP和次级匝数NS后，就可以得出次级整流二极管的电压应力
VDR=（VINmax*NS/NP）+VOUT
式中VINmax为最大输入电压，要保证在最高输入电压下你的二极管的电压应力不超标。
一般算出来的这个VDR还要考虑降额使用，所以二极管的耐压要高于这个VDR值。
一般还要在整流管上并一个RC吸收，从而降低二极管反向恢复时造成的电压尖峰！
尤其是CCM模式的时候！
7.确定初级电感量LP
确定电感量之前我们先看下边的两个电流图
对于上图是两种工作模式的初级电感电流波形，我加了两个参数Ip1和Ip2；
Ip1对应最低输入电流
Ip2对应最高峰值电流
有上边这两个我们也就可以算出平均电流Iavg了
Iavg=（Ip1+Ip2）Dmax/2
式中Dmax为最大占空比
如果输出功率为Pout，电源效率为η，那么
Pout/η=VINmin*Iavg=VINmin*（Ip1+Ip2）Dmax/2
得出Ip1+Ip2=2Pout/VINmin*Dmax*η
然后就可以计算Ip1和Ip2的值了
对于DCM来说，电流是降到零的，所以Ip1为零
对于CCM来说Ip1和Ip2都是未知数，又出来个经验选择了，一般取Ip2=（2-3）Ip1，不能取得太小，太小了会有一个低电流斜率，虽然这样损耗小点，但容易使变压器产生磁饱和，也容易使系统产生震荡！
俺一般取Ip2=3Ip1。
计算出Ip1和Ip2后，这时候可以计算初级的电感量了
在ton内电流的变化量ΔI=Ip2-Ip1
根据（VINmin/LP）*ton=ΔI
得出LP=VINmin*ton/ΔI
到此变压器的初级电感量计算完毕，变压器的参数也计算完毕！
还有一种计算方法，就是按照上边的确定初级电感量的方法先确定电感量，然后来选择磁芯，选择磁芯的方法有很多种，一般最常用的是AP法
这个公式是看资料上的，具体我也没推倒过
具体可以看看赵修科老师的那本《开关电源中的磁性元器件》。
式中L为初级电感量也就是LP
Isp为初级峰值电流Ip也就是ΔI，
I1L为满载初级电流有效值，但我往往会把Isp和I1L看成是一个，都是初级的峰值电流，所以仁者见仁智者见智，大家可以到应用时具体的来微调！
Bmax为磁感应强度变化量也就是ΔB.这个取值和上边一样，取得太大，磁芯小但容易饱和，而取得太小磁芯的体积又很大，所以一般折中取值！
而且和频率关系也很大，要是频率很高，建议取小点，因为频率高了损耗也大，变压器大了有利于散热
俺经常取0.2!
K1=Jmax*Ko*10-4
其中Jmax为最大电流密度俺一般取450A/平方厘米。
但赵老师书里取得是420A/平方厘米
Ko为窗口面积，有的也叫窗口利用率吧，一般取0.2-0.4，具体要看绕线的结构了，比如加不加挡墙等因素，所以选取时要充分考虑，免得因取得变压器太小，结构要求苛刻而绕不下，导致项目失败！
10-4是由米变厘米的系数
所以上式整理下可得
AP=Aw*Ae=（LP*IP2*104/450*ΔB*Ko）4/3cm4
计算出了AP就可以找到合适的磁芯，然后找到Ae再根据式
NP=LP*IP/ΔB*Ae
式中LP就是上边算得初级电感量
IP为初级峰值电流
ΔB为磁感应强度变化量
AE为磁芯的有效面积
后边的次级匝数NS和次级整流二极管电压应力的确定就和上边的步骤5和6一样了！
那这两种初级匝数NP的确定方法到底哪个对呢，可以告诉大家都对。
根据电磁磁感应定律：
（VINmin/LP）*ton=IP
所以VINmin*ton=L*Ip
所以这两个从本质上式一样的。
所以个人觉得第一个适合有经验的工程师，可以凭经验来选择变压器，然后来计算变压器参数而第二种适合初学者，先确定变压器再算变压器参数，免得因自己经验不足而走了弯路！
变压器说到这把，以上是自己的个人意见，欢迎大家批评指正。
其实设计出来的参数仅供参考，由于变压器的漏感，PCB的布局，走线等因素会在调试时做微调，最后做出一个最优的、可靠的产品！
今上传下原理图，实例。
PCB图
回头大概讲下原理，及器件的选择，再把变压器计算步骤贴上来！
好多朋友一看图，咋输入没有滤波电路？
上边也提到了，我这是公司的一个配套产品，只是一个充电电路，整套产品的主功率部分是有滤波的，我只是把我的输入接到了主功率滤波的后边了！
哈哈
1.所以就先不讲前边的滤波部分了，其实坛子里有好多前辈写过这些，都值得我们学习！
那么上边看到的第一个器件就是整流桥了
这个一般按计算耐压和电流
耐压一般按VB1=2*1.414*VINmax
式中VB1为整流桥的额定耐压值
2为留的电压余量，余量不够可能尖峰会把整流桥里的二极管击穿！
1.414就是根号2啦，不会打，太笨了！
VINmax为最高输入电压
例如，我上边的输入电压是175-265VAC，那么
VB1=2*1.414*265=749VDC
公司一般都为1000V的整流桥，所以直接上了。
一般这个不用算，基本都是直接上1000V的！
电流IB1=（5*POUT）/（η*VINmin）
式中IB1为整流桥的额定电流
5为电流余量，留出足够的余量来！
POUT为输出功率
η为效率
VINmin为最低输入电压（直流）
例如，我上边的最低输入为175VAC，那么我按最低输入180VDC来计算，实际直流最低输入远大于180VDC!
那么我选得整流管的额定电流为
IB1=（5*30）/（0.8*180）=1A
所以我选得DB107，1A1000V的管子足够了！
2.接着看到第二个器件，滤波电容，这个选择我一般都是按经验来的
1.窄范围的输入（175VAC-265VAC）一般取1瓦1μF，这个瓦指输出功率的瓦数；
2.宽范围的输入（85VAC-265VAC）一般取1瓦2-3μF，这里这个瓦同样指输出功率的瓦数。
当然也有公式计算，大家可以查下很多这方面的计算，这里就不计算了。
3.下一个就是启动电阻R10了，这个就是整流以后给你IC的VCC一个启动电压和电流（你的IC不会发电，不给它电压它肯定不会工作），让你的IC发出一个PWM信号，然后MOS管等开始工作，你的辅助绕组VCC绕组会有电压跟过来，然后电路进入稳态！
当辅助绕VCC过来后，你整流后高压和VCC的压差会加在这个电阻上。
所以这个电阻的选型要考虑功率，免得因功率太小而损坏！
4.下边咱算下变压器，因公司给的空间不算大，所以我适当加大下频率，以减小变压器的尺寸，所以我选了个5H0380R，频率f=100K,VDS=800V。
想用他家650V的5H0365R，公司没有，全是800V的.一个5H0380R，一个5M0380R.
再来确定下最低输入电压VINmin，因要求范围（175-265VAC）所以VINmin=175*1.2=210VDC；
VINmax=265*1.4=370VDC；
我一般习惯按照180VDC来计算，那样占空比设到0.5，到210VDC的时候占空比肯定到不了0.5，留出余量来
那就俺我的习惯来吧
VINmin=180VDC;
Dmax=0.5;
由于频率f=100k。
所以T=1/f=10μS;
那么ton=Dmax*T=10*0.5=5μS.
输出功率为28V1A，这里我们为了计算方便点，直接算输出功率POUT=30W
效率我们暂定为η=0.8
那么根据式Ip1+Ip2=2Pout/VINmin*Dmax*η
这里我设计的为连续模式CCM（我还是很少用到DCM的，在QR中会用到），所以Ip2=3Ip1
忘了可以看看上边哦
代入式得Ip1+3Ip1=2Pout/VINmin*Dmax*η
4Ip1=2*30/180*0.5*0.8
4Ip1=0.84
Ip1=0.21A
所以Ip2=3Ip1=0.63A
ΔI=Ip2-Ip1=0.63-0.21=0.42A
初级电感量LP就出来了.
LP=VINmin*ton/ΔI=180*5/0.42=2142μH
计算出LP了，就可以确定AP了
AP=Aw*Ae=（LP*IP2*104/450*ΔB*Ko）4/3cm4
式中峰值电流IP也就是ΔI=0.42A，假设ΔB=0.2，因功率比较小，空间不大，再加上变压器工艺跟不上所以不加挡墙了，窗口利用率Ko咱取0.25吧Ko=0.25代入上式得
AP=Aw*Ae=（LP*IP2*104/450*ΔB*Ko）4/3cm4
=（0.002142*0.422*104/450*0.2*0.25）4/3
=0.171.33=0.095cm4
开始找磁芯，结果找到个EI22AP=0.1606，正好公司有，本来就打算用这款呢！
这里我算了下，实际中俺比较懒，经常不算的
有个常用磁芯功率表，经常比对下。
能省事就省事！
上传给大家
变压器磁芯（功率表）.pdf
现在选出来了磁芯，知道了AE=42，那么初级圈数出来了
NP=LP*IP/ΔB*Ae=2142*0.42/0.2*42=107匝
接着NS也就出来了
NS=（Vo+Vd）*（1-D）*NP/VINmin*D
假设整流管压降Vd=1V代入上式得
NS=（Vo+Vd）*（1-D）*NP/VINmin*D=29*0.5*107/180*0.5=17匝；
同理辅助电源匝数NVCC=8匝；
那么整流二极管的电压应力也就出来了
VDR=（VINmax*NS/NP）+VOUT=（370*17/107）+28=86V,考虑到降额及尖峰因素我选得MBR20200。
最后确定变压器的初级匝数NP=107匝
次级匝数NS=17匝
VCC匝数NVCC=8匝
初级电感量LP=2142uH
开始打变压器，变压器制作设计的方面的比较多，今先不介绍了，以后可以单独开贴来谈论，我是先绕了1/2初级-绕次级-再绕剩下1/2初级-绕VCC绕组。
下边算下RCD吸收电路
1.先确定嵌位电压Vsn,留80%的余量吧，万一到时候尖峰大，就不好玩了。
Vsn=0.8*BVdss-Vinmax=0.8*800-370=270V
2.确定反射电压VF也就是折射电压VRO
VRO=（VOUT+VD）/（NS/NP）=29/（17/107）=183V
3.确定漏感LIK，实际测了下大概我初级电感量的2%
LIK=42.84uH
4.确定峰值电流Ip
上边变压器已经得出峰值电流了
IP=0.42A
5.确定吸收电阻R阻值
R=2（Vsn-VRO）*Vsn/LIK*IPK*IPK*fs
=2*（270-183）*270/42.84*0.42*0.42*100k
=62K
6.确定R的功率PR
PR=Vsn*Vsn/R=270*270/62000=1.175W
因公司没有62K的功率电阻，所以那个68K/3W的电阻带吧！
7.确定嵌位电容C
先确定脉动电压ΔV=10%*Vsn=27V
钳位电容的值C=Vsn/ΔV*R*fs=270/27*68K*100K=1.47nF
选择个102/1KV的吧！
8.D直接用FR107，公司就这一种！
RCD吸收计算完了
再讲下次级的反馈怎么实现恒压恒流的！
简单介绍下，反馈恒压恒流原理：
先看图
1.由TL431提供一个2.5V的基准电压REF
2.然后电压环通过分压电阻R20和R24和REF做比较
如果分压后的电压远低于REF，则占空比为最大；
反则如果分压后的电压远高于REF，则占空比最小为零。
如果分压后的电压非常接近
升级会员 