高性能变频器VF模块设计.docx

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高性能变频器VF模块设计

毕业设计说明书

高性能变频器VF模块设计

学生姓名：

学号：

信息与通信工程学院

学院：

自动化

专业：

任一峰

指导教师：

2012年6月

高性能变频器VF模块设计

摘要：

转速开环的恒压频比（V/f）控制是最简单的控制方式，适用于无高动态性能要求的一般交流调速场合，例如风机、水泵等。

高性能的变压变频器中，应用脉宽调制（PWM-PulseWidthModulation）控制技术的逆变器的控制技术已经越来越普遍。

本文主要介绍了交流电机VF控制、电压空间矢量PWM（SVPWM）控制技术的控制策略原理以及具体的算法。

设计中采用了美国德州仪器（TexasInstrument）公司数字信号处理器（DSP）TMS320F2808实现SVPWM变频调速。

文章中介绍了TMS320F2808的相关中断设置，控制寄存器，七段法SVPWM控制策略以及对应的C语言程序，并且设计了高性能变频器VF模块可调速可显示的硬件电路，通过实验验证了程序和算法的正确性。

关键词：

电压空间矢量变频器VVVFDSPTMS320F2808德州仪器七段法

ThedesigningofhighqualityconverterVFmodule

Abstract：

Openspeedloopwithconstantvoltagefrequencyratioisthesimplestwaytocontrolmotor,whichismostsuitablefornormalACvariablespeedadjustmentconditionwithouthighdynamicrequirements,suchasdraughtfan,wateraspirator.Amonghighqualityconverters,thoseconverterswithPWM（PulseWidthModulation）controltechnologyaremoreandmorepopularincurrentmarket.ThisarticlemainlydiscussedthecontrolmethodofACmotorandtheconceptofSVPWMspecifically.ThedesigningofhighqualityconverterVFmoduletaketheuseofTMS320F2808,aDSPICproducedbyTItoachieveSVPWMcontrol.Thereareintroductionsoftheinterruptsettings,controlregistersandsevensegmentsmodulationofSVPWMandthecorrespondingprogramcodeinClanguageinthisarticle.Thecodeandalgorithmareverifiedthroughthetestofthefrequency-variableanddisplayablemodulecircuit.

Keywords:

SVPWMconverterVVVFDSPTMS320F2808TIsevensegmentsmodulation

1引言

随着国民经济的发展，交流调速系统应用的范围越来越广，并且已经成为了当前电力拖动控制的主要发展方向。

本文介绍了为了控制交流异步电机，所用到的变压变频调速系统，即VVVF（VariableVoltageVariableFrequency）系统的控制原理，引入了在基频以下采用恒压频比的控制策略。

为了实现VVVF系统，异步电动机需要有能同时提供可控输出电压和频率的交流电源，即电力电子变压变频器。

控制调速系统是中压变频器装置的核心。

转速开环的恒压频比（V/f）控制是最简单的控制方式，适用于无高动态性能要求的一般交流调速场合，例如风机、水泵等。

高性能的变压变频器中，应用脉宽调制（PWM-PulseWidthModulation）控制技术的逆变器的控制技术已经越来越普遍。

随着电气系统对电机的控制性能越来越高，变频器的研究也越来越深入，本文采用的电压空间矢量PWM（SVPWM）控制技术是一种得到优化的PWM技术，具有输出电流谐波成分小，电机谐波损耗小，脉动转矩低，数字化实现方便的优点。

本文详细地介绍了电压空间矢量PWM（SVPWM）控制技术的控制策略原理以及具体的算法。

本文采用美国德州仪器（TexasInstrument）公司最新的电机控制数字信号处理器（DSP）TMS320F2800系列中的TMS320F2808实现SVPWM变频调速。

文章中介绍了TMS320F2808的相关中断设置，控制寄存器，七段法SVPWM控制策略以及对应的C语言程序，输出电压和频率对应控制程序，交流电机控制加减速控制方法，DSP计算用的IQ-math头文件，用该芯片的常规比较功能实现该算法，即软件SVPWM（SWSVPWM）。

并且讲述了如何调试程序以及下载到Flash中实现功能。

2设计过程原理与算法

2.1VVVF控制原理

电压源型静止式交-直-交变频器，分为整流和逆变两大块。

整流桥部分是由二极管组成的三相桥式电路输出直流电压。

技术环节主要在于逆变的过程，原理图如图2.1,该系统采用SVPWM控制技术来实现变压、变频控制，通过改变逆变桥的IGBT占空比来控制变频器交流电的输出，用来控制三相异步电机，能够对三相异步电机进行调速控制。

根据电机调速原理已经知道如果交流异步电机三相绕组对称,当电机转速较大时,定子绕组的压降可以忽略不计,则定子电压方程可以简写为:

[1]。

式子里Eg为气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值，单位为V；f1为定子频率，单位为Hz；Ns为定子每相绕组串联匝数；kn为基波绕组系数；Фm为每极气隙磁通量，单位为Wb。

在进行电机调速时，常须考虑的一个重要因素是：

希望保持电机中每极磁通量m为额定值不变。

如果磁通太弱，浪费了电机的铁心，没有充分使用，但增大磁通太多，电机铁心又会饱和，从而产生过大的励磁电流，严重时会因绕组过热而损坏电机。

由上式可知，交流电机要保持m不变，可以控制Eg和f1。

这样还要分出两种情况：

在额定频率以上和在额定频率以下的情况。

在基频以下时，可以使Eg和f1的比为恒值，即可使m恒定，实际控制时可以将定子相电压Us替代定子感应电动势，这样在低频时还需要进行定子压降补偿，属于“恒转矩调速”。

在基频以上时，定子相电压不能一直增加，需要进行弱磁升速，转速升高时转矩降低，基本上属于“恒功率调速”[2]。

多数情况下为基频下的控制。

而矢量控制策略，是将三相交流电机内部等效为内置三相到两相变换器、旋转坐标系到静止坐标系的变换器和直流电机，所以，在交流电机外部再添加与之进行抵消的两相到三相坐标变换器、静止坐标系到旋转坐标系的变换器之后，就可以用直流电机的控制策略来进行控制[3]。

变压变频调速系统（VariableVoltageVariableFrequencySystem）与矢量控制系统相比，控制性能好,通用性强，经济性好，效率高。

图2-1逆变部分示意图

2.2恒定Eg/f1控制原理

由三相异步电动机定子侧每相电动势式

很容易看出只要定子电压Eg/f1为一常数,那么磁通Фm也为一常数,从而使交流电机得到类似于直流电机的调速性能。

异步电机控制调速系统是中压变频器装置的核心。

转速开环的恒压频比（V/F）控制是最简单的控制方式，适用于无高动态性能要求的一般交流调速场合，例如风机、水泵等。

V/F控制为目前已非常成熟应用的通用变频器控制方法。

基于转子磁链恒定的控制方式采用磁通补偿器、转差补偿器和电流限制控制器，实现转矩控制功能[4]。

这充分体现出高性能V/F控制的基本思想，但要实现转子磁链恒定控制比较困难，因此实现恒Eg/f1控制。

2.3低速时定子压降补偿原理

按照恒定Eg/f1控制系统控制变频器的交流电压输出，并绘制输出曲线[5]。

要定子端电压与频率成正比，就要考虑到补偿定子端的电阻分压[6]。

定子电阻补偿频率高时，由于定子上所施电压高，可忽略定子电阻压降；但在低频时，由于定子电阻的影响不可忽略，恒压频比控制不能有效保持磁通不变，调速系统的输出最大转矩将降至很小，限制了系统带载能力，甚至不能带载。

这时可采用定子压降补偿，适当提高定子电压，增强带载能力。

在开环的情况下，可以采用如下方法进行定子电压补偿：

在微机另中存储多条不同斜率和折线段的U/F函数，由实际需要选择具体特性[7]。

2.4SVPWM原理介绍

交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，分析时常用时间相量来表示，但如果考虑到它们所在绕组的空间位置，也可以如图所示，定义为空间矢量uA0，uB0，uC0。

定子电压空间矢量：

uA0、uB0、uC0的方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错开的角度也是120°。

合成空间矢量：

由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量us是一个旋转的空间矢量。

图2-2三相电压矢量图2-3合成电压矢量

当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（一般简称为磁链圆）。

可通过公式证明。

定义定子电流和磁链的空间矢量Is和Ψs。

三相的电压平衡方程式相加，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式为

当电动机转速不是很低时，定子电阻压降在式中所占的成分很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为

可知，其空间矢量。

当磁链幅值一定时，的大小与（或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向Us和磁链矢量正交，电动机旋转磁场的轨迹问题可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。

采用线性组合法，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间[8]。

所以，对图2-1中各个IGBTVT1,VT2,VT3,VT4,VT5,VT6按照一定的顺序通电，生成如图中的各种磁链，其磁链增量轨迹要近似逼近圆形，则所加电压方向也为圆形。

图2-4SVPWM电压矢量合成图

电压矢量Us的合成过程中，U1和U2为左右两侧相邻60°的电压矢量，θ为合成电压顺时针方向侧电压矢量[9]。

在图中U1和U2所夹区域内有：

由数学关系，可以推知：

。

式子中T0为将一个圆形磁链等效细分后的每一个最小的周期，T1和T2为在T0内U1和U2矢量的作用时间。

然而T0与t1+t2未必相等，其间隙时间可用零矢量来填补，一般将两个重合的零矢量平分剩余的时间。

并且应该注意，每次切换开关状态时，至切换一个功率开关器件，以满足最小的开关损耗。

采用线性组合法，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间[10]。

所以，对逆变部分中6个IGBT开关VT1,VT2,VT3,VT4,VT5,VT6按照一定的顺序通电u1,u2,u3,u4,u5,u6，生成如下图中的各种磁链，其磁链增量轨迹要近似逼近圆形，则所加电压方向也为圆形。

Us为合成电压，Ud为相电压。

按照经典的SVPWM理论，其中t1,t2为u1和u2在T0中通电时间，T0为每步进一下的周期，θ角如图2-4中位置所示[11]。

2.5SVPWM算法

如图所示，电压的空间矢量如图所示，按照三相电机ABC三相的通电来看，如果A相的正电压接通即VT1接通时，记录A为1；如果A相的伏电压接通即VT4接通时，记录A为0；同理，如果B相的正电压接通即VT3接通时，记录B为1；如果B相的伏电压接通即VT6接通时，记录B为0。

如果C相的正电压接通即VT5接通时，记录C为1；如果C相的伏电压接通即VT2接通时，记录C为0。

则在图中，矢量4的ABC通电状态为100,矢量6的ABC通电状态为110,矢量2的ABC通电状态为010,矢量3的ABC通电状态为011,矢量1的ABC通电状态为001,矢量5的ABC通电状态为101。

图2-5电压空间矢量扇区图2-6电压合成示意图

在采用TI公司的DSP芯片TMS320F2808时，可以采用其内置的ePWM（EnhancedPulseWidthModulation增强型脉宽调制）功能来生成SVPWM的波形。

这里，利用ePWM模块的增减计数法。

根据上文所述，如图2-6有：

其中，Tx,Ux为在某一扇区中靠顺时针方向的矢量的作用时间和电压；Ty和Uy为某一扇区中靠近逆时针方向的矢量的作用时间和电压。

2.6七段法SVPWM控制算法

在SVPWM控制时，在每一个扇区内要求将每一个T0中除去Tx和Ty的时间用0（000）矢量或者7（111）矢量去填充，即T0-（Tx+Ty）=Tnull。

所以按照DSP的增减计数模式可以设置如下的比较值（增减计数模式可见后文中对芯片使用的说明）。

增计数模式PWM设置原理图如图2-7所示[12]。

图2-7增减计数法配置ePWM

所以，在每个周期中的具体时间划分为：

图2-8七段法SVPWM时间分配图

由上可知：

在每个周期T0中，若COMP比较值为（Tnull/4）,则对应的占有时间为Tx+Ty+（Tnull/2）,这是ABC三相中所加的时间最长的;在每个周期T0中，若COMP比较值为（Tnull/4）+（Tx/2）,或（Tnull/4）+（Ty/2）则对应的占有时间为（Ty+Tnull/2）或（Tx+Tnull/2）,这是ABC三相中所加的时间中第二长的;若在每个周期T0中，若COMP比较值为（Tnull/4）+（Tx/2）+（Ty/2）,则对应的占有时间为（Tnull/2）,这是ABC三相中所加的时间最短的。

图2-9每个扇区中实际对应电压量

这里，所细分的段数越多，越逼近一个圆形，但是频率的增大会带来每一个细分周期减小，这样电力电子开关会增加损耗。

所以，频率不能太高也不能太低，同时，要求每次的变化只变一个开关。

因此通电相序设置如下：

图2-10七段法通电相序

这里，可以看出，在II,IV,VI扇区中，所计算的时间里x和y应该置换一下顺序。

因此，在六个扇区中，给ABC三相的时间分配情况如图所示，不同的扇区里，每次给ABC三相的时间是不同的。

第I扇区应该把上文中计算得到的最长的时间给A相；第二长并且含有Tx的时间对应给B相；最短的时间给C相；第II扇区中把对应的最长时间给B相，第二长但是含有Ty的对应时间给A相，最短的时间给C相；在第III扇区中，把最长的时间给B相，第二长并且含有Tx的对应时间给C相，最短的时间给A相；在第IV扇区当中，把最长的时间付给C相，第二长并且含有Ty的对应时间给B相，最短的时间给A相;在第V扇区当中，把最长的时间给C相，第二长并且含有Tx的对应时间给A相，最短的时间给B相；在第VI扇区当中,把最长的时间给A相，第二场并且含有Ty的时间给C相，最短的时间给B相。

如图所示：

图2-11每个扇区ABC三相时间分配图

这样，对应的给定ABC三相在不同情况下的PWM值，并且在ePWM中断中改变下一周期中的占空比，即可完成SVPWM部分。

2.7五段法SVPWM控制算法

五段法SVPWM和七段法基本相同，由相邻两电压矢量计算合成电压矢量的计算式均相同，唯一不同即是将代表电压零矢量的开关状态组合000和111都按照上文七段法中的111去处理，即有如图所示开关通电相序，其余与七段法用法相同：

图2-12五段法通电相序

2.8V/F电压频率控制函数设计原理

有了SVPWM的函数部分，可以进行具体的没一次计算，然而，本文所讨论的还包括如何实现变压变频，所以，接下来开始频率和输出电压调和部分的设计。

对于本设计来说，输入量为设定的频率，并且可以由按键部分进行改变，所以，输出电压要随着输入的频率去变化。

但是由SVPWM原理可以得知，输出电压Us是在每一个短短的周期T0中，由作用时间为Tx的Ux和作用时间为Ty的Uy叠加而成，且满足Tx+Ty≤T0，Tx与Ty互成60°夹角，因此Us最大只能为Ud,Ud为相电压。

对于变频器输入的频率与输出的频率，都是（T0乘以整个圆的细分数N）的倒数。

可知，T0=（2×TBPRD）,TBPRD为ePWM模块中增减计数周期预设值，所以在改变频率的时候，可以将细分周期T0进行改变。

在DSP中建立电压频率曲线的时候，可以直接写一个函数，函数的输入量为期望输出的频率，函数的输出量可以传递至SVPWM函数，使其控制DSP输出与频率成正比的电压。

确定两个端点之后，两点确定一条直线即可把VF函数关系式求出，除此之外，还需在低频段需要曲线修改，以提高系统的低频特性。

对于三相输出电压的合成电压来说，由前面的公式可知Us/Ud为调制比，这个值在0~/2之间，合成电压超过了此范围则为过调，只能在此范围内变化。

2.9加减频率设计原理

系统的频率F由用户通过按键来设定，SVPWM波形的周期Tsvpwm和异步调制后电压空间矢量细分数目Nsvpwm满足关系F=1/（Tsvpwm×Nsvpwm）：

本设计的加减速原理，就是对频率进行改变，由上文所述，输出频率等于输出频率，而且都和SVPWM函数计算部分是相对应的。

因此，可以设置变量对应于频率，想要改变频率时，通过按键改变；并且将不同时刻的频率显示出来。

这里需要注意的是，如果在某一频率下，想让输出频率直接变化到另一个频率，对于变频器输出级所接的电压来说会带来频率的突变，电机可以看成一个较大的惯性系统，电机在启动时不能直接给很大的电压，需要一个沿着机械特性曲线提速的过程，因此需要加一个有延时的逐渐改变对应频率变量的函数过程。

2.10死区时间设置原理

死区时间设置：

由电力电子技术知识可知，在逆变中如果电力电子开关VT1和VT4，VT3和VT6，VT5和VT2同时导通，称为直通现象，将会使系统发生非常危险的后果，相当于将直流电源短路[13]。

所以，为了尽量避免这样的情况，考虑到实际中电力电子开关的关断需要时间，必须使生成的PWM波形带有死区时间，则可以尽量避免同一桥臂的上下两个管同时导通。

对于死区的设置，TMS320F2808芯片具有可编程的死区单元，能够实现输出带有死区的PWM波形。

死区时间的设置需要设计死区控制寄存器DBTCONx[8~11]位的死去定时器周期和DBTCONx[2~4]位的死去定时器预定标因子[14]。

如果死去定时器周期为m，死区定时器预定标因子为x/p，定时器时钟周期为t，则死区时间tBD的计算公式为：

tBD=m×p×t。

在SVPWM波形设置死区之后，逆变电路的电力电子开关VT1和VT4，VT3和VT6，VT5和VT2不会发生同时导通，但是却使得按照SVPWM策略计算好的波形面积减小，这样就必须添加死区补偿设置。

这是个工业界现阶段比较难的问题，并且很多情况下由于死区对该输出的影响不大，不进行死区补偿，传统的死区补偿策略是判断死区发生时，每个续流二极管的电流方向，还需要设置电流传感器来反馈电流方向，本设计设置了1.8us的死区，相对于频率很低，周期较长的SVPWM波形影响不大。

2.11程序计算部分IQmath.lib的应用原理

2.11.1Q格式：

Q格式就是将一个小数放大若干倍后，用整数来表示小数。

同样位长的浮点数比定点数表达的数有更好的精度和更大的范围[15]。

但是定点DSP价廉且普及（90%）；浮点DSP运用在复杂运算价格昂贵。

CPU是定点微处理器不能直接处理小数，C语言中的自动调用运行时的函数来处理浮点数（float型），C语言中抹平了定点处理器和浮点处理器的差别，用户的编程工作量最少，但是编译出来的代码很庞大。

所以对于TMS320F2808这种定点DSP芯片来说，可以用定标法来处理浮点数，即采用Q格式来通过假定小数点位于哪一位的右侧，从而确定小数的精度和范围[16]。

2.11.2IQmath.lib：

德州仪器公司（TI）的32位定点DSP芯片TMS320F2808的可以运用TI公司给出的官方库文件IQmath.lib来调用格式转化函数。

在TMS320F2808的ROM中，有3K×16位被保留用于存放数学公式表以及未来的开发。

主要应用于高速度和高精度的实时计算，比同等程度的ANSICC语言效率更高，同时可以节省用户更多的设计和调试时间。

为了应用IQmath，首先要从TI官方网站下载IQmath库，文档名称为SPRC087。

主要应用库里面的：

IQmath.cmd，IQmathLib.h，IQmath.lib。

新建一个工程，将IQmath.lib，IQmath.cmd添加到工程，同时在main（）函数之前增加语句：

#include“IQmathLib.h”。

调试程序常用的库文件rts2800.lib和DSP281x_Headers_nonBIOS.cmd也要加到工程里面。

在本设计中，用到格式_iq=long和浮点数AB相乘函数_IQmpy（A,B），AB相除的函数_IQdiv（A,B） ，弧度制小数的正弦值函数 _IQsin（A），弧度制小数的余弦值函数_IQcos（A），即可很快的完成设计中的数据计算。

3DSP芯片TMS320F2808介绍以及整体软硬件设计

3.1TMS320F2808功能及应用介绍

从整体上来说德州仪器公司（TI）公司定点32位DSP数字处理器芯片TMS320F2808可运行100MHz的最高主频，36KB的RAM，128KB的Flash，16路PWM，4路高分辨率PWM，15个定时器，4个捕获单元，2个正交编码电路，12位高精度A/D转换通道，4个SPI总线接口，2个SCI总线接口，2个CAN总线接口，1个IIC总线接口。

图3-1TMS3202808芯片

本程序中，主要的部分为按照VVVF的恒压频比计算SVPWM算法的六路输出PWM占空比并且实现输出，可以改变频率以及电压调制比，辅助部分为频率显示模块以及按键调速模块和程序中的渐渐变速程序。

大体思想是系统初始化后，进入产生输出波形的ePWM中断，在每个ePWM中断里面按照SVPWM算法计算下一周期的占空比；除此之外，系统还会进入定时器中断,定时器中断比ePWM中断要高，因此可以在定时器中断中实现显示，控制变速。

数码管的显示和按键检测，需要程序不断的循环的执行。

然而，在程序的初始化过后，进入了已经设置好的ePWM中断，并且在ePWM中断的内部进行三相六个输出端口占空比的设置计算。

因此，若想再进行程序中改变频率设置，添加按键以及数码管扫描显示的话，只能引用更高一级的中断。

在DSP的PIE中断向量表里，定时器中断0比ePWM模块的中断高。

因此，设置每5ms进行一次循环按键扫描，对程序中的变量进行修改；并且利用定时器中断的循环扫描进行显示即可。

这种情况下，在程序中实现按键的松手检测，则会使程序复杂很多，所以为了可增加延时函数实现按键消抖。

DSP的运行速度很快，高速运行时很常用CPLD进行外部搭配，高速运行时对于普通的74系列数字电路芯片有时会带来一些不匹配，每次在应用时要注意DSP的运行速度。

本程序本函数的速度不是很快，因此可以使用数字电路芯片进行外部扩展。

这里引用MC74HC595AD串并转换芯片进行引脚扩展，来驱动数码管。

各部分具体原理介绍见后文。

3.2本设计