正弦波逆变器设计讲解.docx
《正弦波逆变器设计讲解.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《正弦波逆变器设计讲解.docx（12页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。
正弦波逆变器设计讲解
正弦波逆变器逆变主电路介绍
主电路及其仿真波形
图1主电路的仿真原理图
图1.1是输出电压的波形和输出电感电流的波形。
上部分为输出电压波形，下面为电感电流波形。
图1.1输出电压和输出电感电流的波形
图1.2为通过三角载波与正弦基波比较输出的驱动信号，从上到下分别为S1、
S3、S2、S4的驱动信号，从图中可以看出和理论分析的HPWM调制方式的开关管的工作波形向一致。
图1.2开关管波形
从图1.3的放大的图形可以看出，四个开关管工作在正半周期，S1和S3工作在互补的调制状态，S4工作在常导通状态，S2截止；在负半周期，S2和S4工作在互补的调制状态，S3工作在常导通状态，S1截止。
图1.3放大的开关管波形
图1.4为主电路工作模态的仿真波形，图中从上到下分别为C3的电压波形、C1的电压波形、S3开关管的驱动波形，S1的驱动波形。
从图中可以看出在S1关断的瞬间，辅助电容的电压开始上升，完成充电过程，同时S3上的辅助电容
完成放电过程，S3开通。
图1.4工作模态仿真波形
图1.5为开关管的驱动电压波形和电感电流波形图，图中从上到下分别为电
感电流波形、S3驱动波形、S1驱动波形。
从图中可以看出当S1关断瞬间到S3开通的瞬间，电感电流为一恒值，S3开通后，电感电流不断下降到S3关断时的最小值，然后到S1开通之前仍然为一恒值，直到S1开通，重复以上过程。
根据以上结论可以看出仿真分析状态和前面的理论分析完全符合。
2滤波环节参数设计与仿真分析
2.1输出滤波电感和电容的选取
对逆变电源而言，由于逆变电路输出电压波形谐波含量较高，为获得良好的正弦波形，必须设计良好的LC滤波器来消除开关频率附近的高次谐波。
滤波电容Cf是滤除高次谐波，保证输出电压的THD满足要求。
Cf越大，则THD
小，但是Cf不断的增大，意味着无功电流也随之增加，从而增加了逆变电源的电容容量，同时会导致逆变电源系统体积重量增加，同时电容太大，充放电时间也延长，对输出波形也会产生一定的影响。
逆变桥输出调制波形中的高次谐波主要降在滤波电感的两端，所以L的大小
关系到输出波形的质量。
要保证输出的谐波含量较低，滤波电感的感值不能太小。
增加滤波器电感量可以更好地抑制低次谐波，但是电感量的增加带来体积重量的加大。
不仅如此，滤波电感的大小还影响逆变器的动态特性。
滤波电感越大，电感电流变化越慢，动态时间越长，波形畸变越严重。
而减小滤波电感，可以改善电路的动态性能，则使得输出电流的开关纹波加大，必然增大磁滞损耗，波形也
11
，XC随频率的升高而减小。
L
C2fCC
的频率为谐振频率fc，即fc
1
。
设逆变器输出电压的基波频率
2LC
为f0，开关频率为fs，则有f0fcfs。
由于f0fc，故
1
0L，电感对基波信号的阻抗小，电容对基波分流信号很小，即基
00C
波器允许基波信号通过。
由于fcfs，故sL，电感对开关频
css
csssC
率分量阻抗很大，电容对开关频率分量分流很大，即滤波器不允许开关频率分量通过，更不允许它的高次谐波分量通过。
则该滤波器可以满足滤波要求。
由于采用了高频开关技术，输出正弦波的谐波分量主要集中在开关电源附
1
近，因此谐振频率可以选得较高。
设，而谐振频率
LC
，则可得L、C的计算公式：
LC
般取额定负载RL的0.4~0.8倍，而fc一般取开关频率的0.04~0.1倍，
本文的逆变电源功率为输出电压为235V，开关频率为15KHZ，额定负载为
56Ω。
本设计取fc
0.08fs，0.6RL,则由式（1-1）可计算出：
2.2输出滤波电感的设计
本文Lf为4.46mH。
滤波电容电流的有效值为：
Icf0CfU023.141003.9491062350.583A
（式2-1）110%负载时，负载的电流有效值为
容性负载时电感电流最大，因此电感电流的有效值为：
ILfIcf2Iomax22Icf.Iomaxcos（900L）5.08A
（式2-3）
其中，Lcos10.75。
考虑到滤波电感电流的脉动量，滤波电感的电流峰值为：
ILfmax（110%）2ILf1.125.087.90A（式2-4）
电感选用MnZnR2KBD型铁氧体材料铁心PM6249,其磁路截面积SC4.9c（m2，）窗口面积Q3.26c（m2,）
Bm3500GS，滤波电感的匝数为：
LfILfmax
N
BmSC
取N=206匝，气隙：
选取导线，取j3Amm2，导线的截面积为ILfj632mm2，导线选用0.1cm2的铜皮。
窗口利用系数K0.1N2Q00.1202，0可6以1成.功绕2制。
6
326
u
2.3滤波环节仿真分析
为了验证滤波环节的参数设计，根据主电路拓扑结构，对电容和电感值进行了仿真分析。
图2.1（a）的参数为：
Lf4.46mH，Cf3.949F，可以明显看出输出电压的波形优于其他两个输出波形；图2.1（b）为Lf0.446mH的输出电压波形，从图中可以看出，由于电感的值变小，输出电压的谐波含量变大；图2.1（c）为Cf12F，的输出电压波形，
由于电容的过大，反而使输出电压的纹波加大
a）标准输出电压波形
（b）L=0.446mH,输出电压波形
（b）C=10μF,输出电压波形图2.1滤波环节参数仿真分析
3:
逆变数字控制系统硬件设计
数字信号处理器（DigitalSignalProcessor,DSP）是针对数字信号处理的需求而设计的一种可编程的单片机，也称DSP芯片，是现代电子技术、计算机技术和信号处理技术相结合的产物。
DSP在20世纪70年代有了飞速的发展，到20世纪80年代，数字信号处理已应用到各个工程技术领域，不管在军用还是在民用系统中都发挥了积极的作用。
工作中常见的应用有传真机、调制解调器、磁盘驱动器和电机控制等。
而数码相机、MP3和手机等都是日常生活中DSP的典型
应用
3.1HPWM调制方式下ZVS的实现
逆变电源越来越趋向高频化设计，传统的硬开关所固有的缺陷变得不可容忍：
开关元件开通和关断损耗大;容性开通问题;二极管反向恢复问题;感性关断问题;硬开关电路的EMI问题。
因此，有必要寻求较好的解决方案尽量减少或消除硬开关带来的各种问题。
软开关技术是克服以上缺陷的有效办法。
最理想的软开通过程是：
电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，开通损耗近零。
因功率管开通前电压已下降到零，其结电容上的电压即为零，故解决了容性开通问题，同时也意味着二极管已经截止，其反向恢复过程结束，因此二极管的反向恢复问题亦不复存在。
最理想的软关断过程为：
电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。
由于功率管关断前电流已下降到零，即线路电感中电流亦为零，所以感性关断问题得以解决。
基于此，本文采用了全桥逆变桥HPWM控制方式实现ZVS软开关技术，其设计思路是在尽量不改变硬开关拓扑结构的前提下即尽量不增加或少增加辅助元件的前提下，有效利用现有的电路元件及功率管的寄生参数，为逆变桥主功率管创造ZVS软开关条件，最大限度的实现ZVS。
从而达到减少电路损耗，降低EMI，提高可靠性的目的。
HPWM软开关方式在整个输出电压的一个周期内共有12种开关状态，基于正负半周两个桥臂工作的对称性，以输出电压正半周为例，分析其一个开关周期工作模态。
如图2.2为输出电压正半周的一个开关周期内的电路的主要波形，此时S4工作在常通状态，S2处于关断状态，S1和S3处于互补调制状态。
由于载波的频率远大于输出电压基波频率，在一个开关周期Ts内近似认为输出电压U0保持不变，电感电流的相邻开关周期的瞬时极值不变。
图2.2ZVS主要工作波形
S1和S4导通，电路为正电压输出模式，滤波电感电流线性增加，直到t1
时刻S1关断为止。
电感电流：
iL（t）UdLfU0t（式3-1）
2、模式B,从t1和t2时刻，对应的电路等效工作模式如图2.4
图2.4模式B电路等效工作模式图
在t1时刻，S1关断，电感电流从S1中转移到C1和C3支路，给C1充电，同时给C3放电。
由于C1、C3的存在，S1为零电压关断。
在此很短的时间内，可以认为电感电流近似不变，为恒流源，则C1两端电压线性上升，C3两端电压线性下降。
到t2时刻，C3电压下降到零，S3的体二极管D3自然导通，电路模式B结束。
I1iL（t1）（式3-2）
I1
UC1（t）1t（式3-3）
C12Ceff
I1
UC3（t）Ud1t（式3-4）
2Ceff
3、模式C,从t2和t3时刻,对应的电路等效工作模式如图3.6
D3导通后，开通S3，所以S3为零电压开通。
电流由D3向S3转移，此时S3工作于同步整流状态，电流基本上由S3流过，电路处于零态续流状态，电感电流线性减小，直到t3时刻，减小到零。
此期间要保证S3实现ZVS，则S1关断和S3开通之间需要死区时间tdead1，并且满足以下要求：
2CeffUd
tdead1I（式3-5）
I1
iL（t）I1U0t（式3-6）
Lf
图3.7模式D电路等效工作模式图
在此模式加在滤波电感Lf上的电压为-U0，则电感电流开始由零向负向增加，电路处于零态储能状态，S3中的电流也相应由零正向增加，到t4时刻S3关断，结束D模式。
电感电流：
5、模式E,从t4和t5时刻,对应的电路等效工作模式如图3.8
图3.8模式E电路等效工作模式图
此模式状态与模式A近似，S3关断，C3充电，C1放电，同上分析同理S3为零电压关断。
t5时刻，C1的电压降到零，二极管D1自然导通，进入下一电路模式相关电流电压值为：
I0iL（t4）（式3-8）
UC3（t）I0t（式3-9）
2Ceff
UC1（t）UdI0t（式3-10）
C1d2Ceff
6、模式F,从t5和t6时刻,对应的电路等效工作模式如图3.9
在D1导通后，开通S1，则S1为零电压开通。
电流由D1向S1转移，S1工作于同步整流状态，电路处于正电压输出状态回馈模式，电感电流负向减小，直到减小到零，之后输入电压正向输出给电感储能，回到初始模式A，开始下一开
关周期。
此期间电感电流：
UU
iL（t）I0UdU0t（式3-11）
Lf
同理要保证S1零电压开通，则S3关断和S1开通之间需要死区时间tdead2，2CeffUd
同时满足：
tdead2，需要注意的是一般有I1I0，因此得出
I0
tdead2tdead1。
HPWM调制方式下ZVS实现的条件及范围：
由以上的工作模式分析可知，由于电容C1和C3的存在，S1和S3开关管容易实现ZVS关断；要实现功率管的零电压开通，必须保证有足够的能量在其开通之前抽去等效并联电容上所储存的电荷，即要满足以下条件：
1212122
2LfiL2CeffUd2CeffUdCeffUd（式3-12）
在上面的分析中，下管总是容易实现ZVS开通，因为其开通时刻总是在电感电流的瞬时最大值的时刻，即使轻载时电感储存的能量也可以保证其实现零电压开通；对于上管来说，则必须在零态续流模式中电感电流瞬时值由正变负，达到一定负向值，才能保证在下管关断时该电流可以使上管等效并联的电容放电，从而实现其零电压开通。
此种情况实际为输出半个周期中电感电流与输出电压同
向，即U0>0,iL>0的情况；当二者反向即iL<0时，则上下管的情况正好互换，上管容易实现ZVS开通，而下管实现ZVS的条件则同样在零态续流模式中要保证电感电流瞬时值反向。
对输出电压负半周，上下管实现ZVS的情况与正半周相同在一个开关周日Ts内，设d为上管导通的占空比（包括二极管续流时间）
在上式中fs为开关频率，从而得到：
实现零电压开关的必要条件是电感电流过零，对于BUCK变换器来说应工作在电
流断续模式，则滤波电感的最大值需满足以下条件：
滤波电感的取值直接影响ZVS实现的范围，也影响到电路的效率。
电感值大，电感电流瞬时值变化范围小，ZVS实现的范围也减小，也就是说在较大负载情况下，在半波电感电流峰值附近上管难以实现ZVS开通，从而仍然有较大的开通损耗；电感取值减小，其电流瞬时值脉动变大，则ZVS实现的范围加大，开通损耗可以减小，但此时由于整个输出周期内电感上的瞬时电流的高频脉动很大，因而磁芯的磁滞及涡流损耗增加。
所以，电感的取值、ZVS实现的范围及电路的效率之间需根据具体情况适当折衷。
HPWM调制方式下ZVS的实现需要注意以下问题：
1、如考虑逆变器负载功率因数较大的情况下，则U0，iL在整个周期大部分时间内为同向，即有式tdead2>tdead1成立。
为充分保证上管软开关的实现，则可以考虑在下管驱动附加加速关断措施，如采用电阻二极管网络，以适当增加下管关断到上管开通之间的死区时间。
2.由上述可知，由于要保证ZVS的实现，则滤波电感上必然存在较大的电流脉动，因而电感的磁芯损耗比较大，实际应用须选用电阻率高、高频损耗小的磁芯材料。
3.由上述的分析得知由于ZVS实现的范围与电感磁芯损耗的矛盾，在负载范围较大的情况下，很难折衷得到很好的效果，因此该方式只适用于较小功率的应用场合，而应用于较大功率场合时，则可以考虑用相同功率的模块并联来实现。
3.2.3仿真分析
仿真采用Saber2007软件执行，Saber是美国Analogy公司开发并于1987年推出的模拟及混合信号仿真软件，被誉为全球最先进的系统仿真软件，也是唯一的多技术、多领域的系统仿真产品。
Analogy公司在机电一体化和电力电子设计、分析方面居世界领先地位，其产品广泛应用于电力、电子、航空、运输、家用电器及军事等领域。
与传统仿真软件不同，Saber在结构上采用硬件描述语言（MAST）和单内核混合仿真方案，并对仿真算法进行了改进，使Saber仿真速度更快、更加有效、应用也越来越广泛。
应用工程师在进行系统设计时，建立最精确、最完善的系统仿真模型是至关重要的。
Saber软件主要包括SaberSketch和SaberDesigner两部分。
SaberSketch用于绘制电路图，而SaberDesigner用于对电路仿真模拟，模拟结果可在SaberScope和DesignProbe中查看。
Saber的特点归纳有以下几条：
1、集成度高：
从调用画图程序到仿真模拟，可以在一个环境中完成，不用四处切换工作环境。
2、完整的图形查看功能：
Saber提供了SaberScope和DesignProbe来查看仿真结果，而SaberScope功能更加强大。
3、能实现各种完整的高级仿真：
可进行偏置点分析、DC分析、AC分析、瞬态分析、温度分析、参数分析、傅立叶分析、蒙特卡诺分析、噪声分析、应力分析、失真分析等。
4、模块化和层次化：
可将一部分电路块创建成一个符号表示，用于层次设计，并可对子电路和整体电路仿真模拟。
5、模拟行为模型：
对电路在实际应用中的可能遇到的情况，如温度变化及各部件参数漂移等，进行仿真模拟。
图3.10是主电路的仿真原理图，仿真的主要参数为：
输入电压:
uin=300V（DC），输出电压:
235V（AC），输出频率:
fo=100Hz，载波频率:
fc=15kHz，调制比为0.8，负载为阻性负载.（方针主电路图略）
升级会员 