DIY 2A3和300B单端甲类胆机设计制作篇之欧阳引擎创编.docx

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DIY2A3和300B单端甲类胆机设计制作篇之欧阳引擎创编

DIY2A3和300B单端甲类胆机（设计制作篇）

欧阳引擎（2021.01.01）

一直想做一台2A3和300B通用单端胆机，可以将1993年购买的2A3用起来，而且刚把300B推挽机改为EL34和KT88通用推挽机（见《老树发新芽-2A3和300B推挽胆机》），换下了1992年版的曙光300B。

从设计和修改电路、购买半成品机箱、设计制作变压器和扼流圈，到实际动手制作安装调试，花了一年多的业余时间，到2013年10月完成。

之后两年多时间里又修改四次。

现在信噪比约90db，耳朵紧贴音箱才可听到一点非常轻微的哼声，稍微离开一点就听不到了。

听感：

中高频很好，尤其中频失真很小，低频厚实而富有弹性。

一、设计线路

本机电路图如下：

乍一看，此电路电源是CLC滤波，然而第一个电容取值很小（0.68uf），只起到了使输出电压在0.9Vin～1.414Vin之间调节的作用。

带负载的情况下，Vin=352V和403V时，Vout=308V和355V表明：

Vout=0.88Vin，因此，其实仍是LC滤波。

最初LC滤波并没有采用聚丙烯电容与电解电容混合并联，而是用多个聚丙烯电容并联成180uf，结果通电试机感到哼声比较大，离音箱1米才听不到，而且不受音量电位器控制。

很明显，哼声来源于电源和输出级。

于是利用机箱剩余空间，增加了多个开关电源用的电解电容并联，使每声道总容量达到710uf。

用于开关电源的电解电容具有更小的ESR。

下面从理论上估算电源哼声的大小。

Vin=352V

L=10H

C=530uf+180uf=710uf

V~=Vin/3.7LC=352/3.7×10×710=0.0134V=13.4mV

功率管内阻ra与阳极负载RL（输出变压器）构成分压器，所以输出管2A3阳极处脉动电压：

Va~=（ra×V~）/（ra+RL）

=800×13.4mV/（800+2500）=3.25mV

输出变压器只响应绕组两端的电压，因此它得到的哼声是：

13.4mV—3.25mV=10.15mV

在满输出之下，2A3的电压摆幅为92Vrms，

信噪比S/N=20㏒（92/0.01015）=79.15db

信噪比约80db，意味着靠近音箱仍可听到哼声。

为了进一步提高信噪比，需要给驱动级和输出级的电源增设一级LC滤波。

只要这一级滤波器在100HZ处有20.5db的衰减，就可令信噪比提高到100db。

20db的换算为比率是25：

1，所以要求增设的这级LC滤波器AC分压比是Xl/Xc=25。

如果采用180uf电容，则扼流圈只需达到1H就已足够。

同时要注意采用内阻（直流电阻）尽量小的扼流圈，以减少直流电压降。

我实际采用1.5H～1.8H，Rdc=26欧的扼流圈，在70mA电流下的直流压降仅为1.8V，不会影响电子管原来的工作点。

根据2A3与300B通用和好声、耐用、不极限运用的原则，线路参数设计计算如下：

（1）电源部分

（a）左右声道的高压供电分为两组独立的绕组，采用两个整流管、两个扼流圈、两组电容器进行整流滤波。

不采用CLC滤波，采用LC滤波，使整流电压中的交流成分绝大部分降在扼流圈两端（实测有100多伏），降低输出电压紋波，但电源效率较低。

（b）300B的高压B+为直流365V，减去输出变压器（直流电阻约100欧姆）的直流压降约7～8V和300B阴极偏压60V，300B的工作电压是手册规定标准电压300V左右；

2A3的高压B+定为直流300V，减去输出变压器的直流压降约7V和2A3阴极偏压45V，2A3的工作电压是手册规定标准电压250V左右。

两个整流管采用旁热式的CV2748（5AR4），减少对直热式2A3、300B的冲击。

（c）电源变压器给300B供电的次级高压为交流405V，给2A3供电的次级高压为交流355V。

用两个继电器（每个继电器内有两组10A转换触头）对405V和355V电压的4个抽头进行切换。

（d）300B和2A3的灯丝采用交流供电，用1个继电器（每个继电器内有两组10A转换触头）对5V和2.5V电压的2个抽头进行切换。

（e）滤波电容采用聚丙烯电容和电解电容组合并联，其中美国EC的5MP和法国苏伦MKP无感金属化聚丙烯电容并联成两组140uf.。

美国EC的5MP电容的性能指标：

类型：

metallizedPolypropylene（金属化聚丙烯）应用：

工业和军用级开关电源性能：

相对电解电容，较好的电气性能，没有“Roll-off”电容漂移，ESR:

4毫欧，

共鸣频率：

1065KH，纹波电流：

30amps，容值高达50uf,

过压保护：

200％；完美的稳定性，低电介质吸收

（f）输入级管子的阳极工作电压用两个OB2（WY2）串联进行稳压（215V）。

电子管稳压可以使低频大讯号强劲有力，防止振铃，消除的感觉。

稳压后经10K阳极负载电阻降压至150V作为6J5GT（L63）的阳极电压。

稳压限流电阻的选择计算如下图：

最后选用7.2K（10W）。

（2）线路部分

（a）输入级的共阴极放大管不用6SN7GT，而用它的单管类型6J5GT（欧洲马可尼公司生产的型号是L63），两声道两个输入管，互不干扰。

（b）功率管采用2A3时，推动级的SRPP放大管用6SN7GT.。

这是因为根据MorganJones所著《电子管放大器》中结论：

6SN7GT的原生失真是适合用作驱动级的电子管中最低的，而且在150V阳压下，栅负电压为-4V，实测音量调节后输入交流3.5V信号电压时，经SRPP放大后输出的不失真推动电压是交流60V，满足推动2A3至满功率输出的需要。

（c）功率管采用300B时，推动级的SRPP放大管可用6SN7GT，也可用5687，用自制的转换座实现。

根据MorganJones《电子管放大器》，5687的原生失真也很低，仅排在6SN7GT之后，其2次谐波失真仅比6SN7GT高1db，3次谐波失真虽比6SN7GT高13db，但低于E182CC、E288CC、ECC82等约2～16db。

在180V阳压下，5687栅负电压为-7V，实测音量调节后输入交流5V信号电压时，经放大后输出的不失真推动电压是交流85V，满足推动300B的需要。

（d）2A3与300B转换时，用1个继电器（每个继电器内有两组10A转换触头）对750欧和1000欧阴极电阻的2个抽头进行切换，实现阴极电阻的阻值转换。

（e）EF184、E180F三极管接法时，单级可推动2A3和300B，因此利用6J5GT的空余管脚，接上EF184的阴极电阻，再自制转换座，并设置开关切除SRPP推动级。

实测信号电平1.7V时，EF184输出的交流电压达到80V，足以推动300B。

（3）元件参数部分

1、功率级输出变压器：

初级阻抗采用2.5K。

因为300B的参数手册上，300V屏压下的负载阻抗是3K，2A3的参数手册上，250V屏压下的负载阻抗是2.5K。

考虑到将会以使用2A3为主，所以采用2.5K。

2、各级电子管的阴极偏置电阻：

必须设计计算，使其工作在栅压-屏流曲线直线段的中间位置，这就是A类放大的工作点。

a）输入级6J5GT工作点

阴极偏置电阻选用620欧。

如想进一步提高输入管的线性范围，还可以选择430欧的阴极电阻，此时Vg=-3.4V，在150V阳极电压下，阳极电流8mA。

由于调节性滤波电容最终由0.7uf增大为1uf，所以增加2mA电流应该不至于影响输入级稳压管正常点亮工作。

由于6J5GT阳极电阻不大（10K），可以预期其负载线比较陡峭，有可能产生失真，所以在选择了工作点以后必须验证它的最大不失真输出电压摆幅。

先做6J5GT负载线：

在6J5GT阳极电压Va、电流Ia与栅极电压Vg关系曲线图横轴上找到高压Vht=215V（即稳压管稳定电压）那一点；

再求出在高压Vht=215V下，负载电阻RL=10K时的阳极电流：

Iam=Vht/RL=215/10=21.5mA。

连接这两点做出RL=10K的负载线，正好通过工作点Q：

Va=150V，Ia=6.2mA，果然很陡峭，如下图中的黑线。

沿负载线向左，将栅极电压接近出现栅流的Vg=0V以前的Vg=-1V作为电压摆幅的限制点，对应电压是115V。

沿负载线向右，一直到Vht=215V都没有限制点。

于是：

最大不失真输出电压摆幅峰峰值是工作点电压与饱和限制点电压的差值的2倍：

Vp-p=2×（150-115）=70V，

最大不失真输出电压摆幅交流有效值：

Vrsm=Vp-p/2√2=70/2.828=24.75V

由于本机调试时测得：

输入现代音源标准交流2.0V信号电平时，6J5GT的输出电压是交流有效值21.76V，小于最大不失真输出电压摆幅的交流有效值24.75V，所以不会产生失真，阳极负载电阻RL及工作点阴极电阻Rk都是合适的。

为了提高输入管的线性范围和不失真输出电压幅值，可以选择560欧的阴极电阻，并且取消稳压，阳极负载电阻增大为17K，使输入管工作点改为：

Va=175V，Ia=8mA，Vg=-4.5V，

此时VHT=310V，

Iam=VHT/RL=310//17=18.3mA，

做出负载线如上图中的红线，正好过工作点Q。

Vp-p=2×（175-122）=106V，

最大不失真输出电压摆幅交流有效值：

Vrsm=Vp-p/2√2=106/2.828=37.5V。

此方案作为备用方案。

6J5GT阴极电阻两边并联的交流旁路电容不仅影响增益，而且其容量大小对低端频响有很大影响。

我进行了计算，看在本线路工作点条件下，用多大容量合适。

根据MorganJones的著作《电子管放大器》一书，电子管本身的阴极等效电阻为：

rk=（RL+ra）/（u+1）

本线路中，RL=10K。

电子管的ra和u的值将随阳极静态工作电流大小而变化，不能直接套用手册值。

在电子管特性曲线图上作图得出，在Ia=6mA下，ra=9k，u=20，见下图：

把作图求出的参数代入上式：

rk=（10+9）/（20+1）=0.9047K

阴极等效阴极交流电阻rk与阴极偏置电阻Rk是并联关系，阴极总电阻：

rk′=rk‖Rk

=（904.7×620）/（904.7+620）=367.88欧姆

MorganJones在《电子管放大器》一书中指出：

“放大器要有良好的低频响应，不止靠正确的幅度响应，还需要相位和瞬态响应所受的影响最小，而相位和瞬态响应涉及的低频端比截止频率低10倍，所以通常将截止频率f-3db选取为1HZ。

”

于是，与RK并联的交流旁路电容的容量为：

Ck=1/2∏f-3dbrk′

=1/2×3.14×1×367.88=432.8uf

最接近432.8uf的电容容量标准值是470uf。

我选用了470uf/16V瑞典长寿命电容，型号：

PEG124。

b）推动级6SN7GT和5687的工作点

如果换管时阴极电阻也要跟着换，就比较麻烦，失去了换管的乐趣，也不会轻易换管。

最好是有一个两管和两种工作电压都通用的阴极电阻。

利用栅压-屏流曲线作图，在365V和310V电压下，竟然恰好有6SN7GT和5687都适用阴极电阻：

620欧。

6SN7GT的Vg-Ia曲线图，两种电压下的两个工作点用Q1和Q2标在图中。

5687的Vg-Ia曲线图，两种电压下的两个工作点用Q1和Q2标在图中。

SRPP电路的阴极交流旁路电容需要计算在本线路工作点条件下用多大容量合适。

MorganJones的著作《电子管放大器》指出：

“SRPP电路中，上臂管子的阴极电阻Rk是下臂管子的RL，由于其阻值相当低，这意味着必定有Av＜u。

”据此，下臂管子的RL=Rk。

由于6J5GT相当于半个6SN7GT，所以在6SN7GT电子管特性曲线图上作图，得到与6J5GT相同的结果：

在Ia=6mA下，ra=9k，u=20，

rk=（RL+r