基于LabVIEW和USRP的FM收音机.docx

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基于LabVIEW和USRP的FM收音机

基于LabVIEW和NI-USRP的

FM收音机

1实验任务

本实验的目的是实现一个基于LabVIEW和NI-USRP平台的调频收音机，并正确接收空中的调频广播电台信号。

让学生可以直观深入的理解调频收音机的工作原理，感受真实信号。

并通过实验内容熟悉图形化编程方式，了解软件LabVIEW和USRP硬件基本模块的使用和调试方法，为后续实验奠定基础。

本实验需要用到的软件和仪器有：

软件LabVIEW2012（或以上版本），硬件NIUSRP（1台）及配件

2理论分析

2.1频率调制

FM（FrequencyModulation）代表频率调制，常用于无线电和电视广播。

世界各地的FM调频广播电台使用从87.5MHz到108MHz为中心频率的信号进行传输，其中每个电台的带宽通常为200kHz。

本实验重新温习FM的理论知识，并介绍其基本的实现方法。

通过一个基带信号

调节载波的数学过程分为两步。

首先，信源信号经过积分得到关于时间的函数

，再将该函数当作载波信号的相位，从而实现根据信源信号变化对载波频率进行控制的频率调制过程。

FM发射机频率调制的框图如图2-1所示。

图2-1频率调制示意图

在图2-1的框图中，将信源信号的积分得到一个相位和时间的方程，即：

（式2-1）

式中，

代表载波频率，

代表调制指数，

代表信源信号。

调制结果是相位的调制，与在时域上载波相位的变化有关。

此过程需要一个正交调制器如下图2-2所示：

图2-2相位调制

在此次实验中，NIUSRP-2920通过天线接收FM信号，经模拟下变频后，再使用两个高速模拟/数字转化器和数字下变频后将信号下变频至基带I/Q采样点，采样点通过千兆以太网接口发送至PC，并在LabVIEW中进行信号处理。

假设已知调频信号的数学表达式：

（式2-2）

式中，

代表载波幅度，

代表调制指数，

代表信源信号。

由于在软件无线电中，各种调制都是在数字域实现的，所以首先要对（式2-2）进行数字化。

若将调频信号以t为采样间隔离散化，则（式2-2）中的积分运算应转化为适合用软件处理的数值积分，可采用复化求积法实现FM连续数学表达式的离散化。

即把积分区间分成若干子区间，再在每个子区间上用低阶求积。

即将积分区间［a，b］分为n等份，分点

，

，k＝0，1，…，n在每个子区间

上引用梯形公式

，求和得复化求积公式为：

（式2-3）

采用复化求积公式后，按三角运算展开后可得到FM的离散数学表达式为：

（式2-4）

从理论上来说，各种通信信号都可以用正交调制的方法加以实现，如图2-3所示。

图2-3正交调制实现框图

根据图3，可以写出它的时域数学表达式为：

（式2-5）

2.2反正切解调原理

在本实验中，推荐一个经典的解调方法——反正切方法。

其基本思想和实现过程如下：

对于连续波调制，调制信号的数字表达式可以写成：

（式2-6）

换句话讲，

（式2-7）

式中，

表示载频的角频率，

表示比例因子，

是一个常数。

展开（式2-7）的结果是：

（式2-8）

根据正交展开，设置同向分量如下：

（式2-9）

假设正交分量是：

（式2-10）

对正交分量与同向分量之比值进行反正切运算，得：

（式2-11）

然后，对相位差分，就可以得到调制信号为：

（式2-12）

即对接收到的经过下变频的基带正交信号化为极坐标的形式，得到其相位后再进行求导处理，得到调制信号。

3实验步骤

实验指导参考步骤：

下面说明FM_Rx.vi的设计过程，完成后的效果可以收听FM广播电台节目。

FM收音机的原理框图如图3-1所示。

在学生程序FMReceiver.vi中，框图中接收调频信号等模块都已经给出，FM解调部分是同学需要结合通信原理设计算法并完成的。

下面给出实验指导：

图3-1FM收音机原理框图

改变载波频率[Hz]找到你要收听的广播电台，例如，如果中心频率是94.7MHz并且电台出现在频谱图上-1M位置处，那么该广播电台的频率为93.7MHz。

将I/Q速率[样本数/秒]减小到200k。

打开频谱图中的自动模式“AutoScaleX”。

移动到程序框图（CTRL+E）。

从未完成的图形程序“DisabledDiagram”中捕捉VI并把它们放在程序框图中。

我们的目标是：

基于FM解调器是从一个实信号恢复原始的音频。

从得到一个FM调制的I/Q采样信号开始，为了恢复音频，我们将从以下几步实现算法：

提取瞬时相位的I/Q信号，一种方法是利用反正切函数：

phase_est=arctan（Q/I）；

去除因为反正切操作引入的在+/-180度处的信号不连续性；

使用相位的一阶导数来估计瞬时频率，它随着我们想恢复的消息（音频）成比例变化；

最后使用重采样来降低数据率以便与声卡相配。

用橙色通道线将程序框图左边的while循环与subResampleWF.vi中的重采样（dt）模块的输入端连接起来。

删除subSound_Out_16b_mono.vi右侧的棕色波形线和subResFMpleWF.vi上方的输出和移位寄存器右侧的连线。

最后，删除进入PS/PSDVI的VI，并连接导数和重采样波形VI。

运行VI。

重要模块解析

（这部分内容用来说明subVIs提供的已编写好的功能模块）

subComplextoPolarWF.vi图标“

”

功能：

将复数向极坐标转换

位置：

文件夹“FMReceiver”→“subVIs”中

subUnwrapPhase-Continuous.vi图标“

”

功能：

将

相位展开为连续相位

位置：

文件夹“FMReceiver”→“subVIs”中

输入信号

InputSignal

Angle（波形DBL）

待处理的相位波形信号

Reset

布尔（TRUE或FALSE）

是否重置

输出信号

PhaseUnwrapped

Angle（波形DBL）

经相位连续展开的波形信号

subDifferentiateContinuous.vi图标“

”

功能：

对相位逐点求导

位置：

文件夹“FMReceiver”→“subVIs”中

✓实验效果验证

运行结果如下图3-2所示，可以通过接收不同的FM广播电台来检查你设计接收机的性能，注意观察接收信号的功率谱。

图3-2调频接收机的前面板

实践实验步骤：

硬件连接：

（1）用网线将USRP与主机相连接。

由于FMRadio的两个demo都要求计算机有音频输出口。

建议在PC机上使用而不是在控制器上使用。

（2）开机，在控制面板中将PC机的IP设定为192.168.10.1，网关为255.255.255.0

（3）连接USRP的电源、天线。

（4）在windows的开始菜单中AllPrograms\\NationalInstruments\\NI-USRP目录下面找到NI-USRPConfigurationUtility，在ChangeIPAddress选项卡中点击右下角的Finddevices，应该能够看到设备（包括DeviceID,IPAddress,Type/revision）。

可以选定一个设备并且在右边栏中输入NewIPAddress并点击ChangeIPAddress来修改IP地址。

记住该IP为设备的IP地址。

图3-3NI-USRP配置

使用反正切解调如下：

（1）由于频段限制（USRP2920用于35M~2.2G，而USRP2921在2.4G和5.8G范围，而FMRadio的频段一般在70~110M），Demo只能使用USRP2920。

找到Demos中的FMRadio-ArctangentMethod文件夹，打开NIUSRPFMDemo-ArcTanMethod_LV2011.llb并打开FM_Raido_Spectrum.vit，修改前面板中的Devicename为设备的IP地址。

（2）将VI的carrierfrequency设定为某个FM调频收音机的频段（例如94.7M，或者101.7M，103.7M），Activeantenna设定为RX1，IQRate设定为某适合的值（例如200k，具体参阅该频段广播的说明），SoundCard的samplerate必须为44100，增益设定为25左右。

图3-4面板参数配置

（3）运行VI，只能听到噪声。

这是因为没有将采集到的信号送入声卡。

（4）切换到程序框图，可以看到程序如下图3-5所示。

图3-5未完善程序框图

依据实验的算法，在while循环中按下图连线。

图3-6完善后程序框图

（5）运行VI，能够听到FM收音机接收到的信号声音（PC机要求带有声卡）。

图3-7仿真结果

4结论及分析

根据实验要求，我们运用反正切原理，及相关控件控件，实现了调频收音机的功能。

运行时界面如下，我们可以收听到大家生活中常常听到的FM调频广播，但是杂音总是无法彻底消除！

图4-1实验结果

5扩展问题

（1）频偏的意义是什么？

它怎样影响调制信号？

从听众的角度，我们能做些什么来解决这些影响？

做一些测试验证自己的观点。

答：

频偏就是调频波频率摆动的幅度，一般为最大频偏，其影响调频波的频谱带宽。

调制指数m=最大频偏/调制低频的频率，调制指数直接影响移频波频谱的形状与带宽，一般说来，调制指数越大，移频波频谱的带宽越宽。

而最大频偏是调制指数的一个决定因素，所以说它影响调频波的频谱带宽。

调频收音机中的频偏是相对于调幅收音机而言的。

在调幅收音机中，音频信号的变化是体现在电压和电流的大小变化上。

因为绝大多数干扰信号也是电压变化，所以调幅收音机，抗干扰性要差得多。

调频收音机，信号调制的是频率，也就是说声音大小，体现的是频率的变化，频率随声音变化的范围，就是频偏。

（2）找出一些能证明你设计的FM收发信机性能优劣的技术指标。

答：

例如信噪比，功率，或者说接收端噪音的大小等。

性能越好的收发信机，其信噪比增益越接近理论值越好。

经过理论计算，得到信噪比增益为：

在测试时我们可以采用单音调频，则信噪比增益可简化为：

采用对数形式表示：

（3）你可以用你的FM接收机来收听不同的真实的音频信道如103.9MHz，87.6MHz，它和在接收信号的功率谱有什么相同点？

你知道其原因吗？

频谱中的尖峰脉冲意味着什么？

答：

在接收真实音频信道时，可以看到在一些位置会出现尖峰脉冲，且出现的位置保持不变。

其产生的原因是由于FM解调时存在的门限效应。

门限效应就是当包络检波器的输入信噪比降低到一个特定的数值后，检波器的输出信噪比出现急剧恶化的一种现象。

开始出现门限效应的输入信噪比称为门限值。

这种门限效应是由包络检波器的非线性解调作用引起的。

在小信噪比情况下，调制信号无法与噪声分开，而且有用信号淹没在噪声之中，此时检波器输出信噪比不是按比例地随着输入信噪比下降，而是急剧恶化，也就是出现了门限效应。

当频谱中出现尖峰脉冲时，代表着出现门限效应，输入信噪比过小，造成输出检波器的信噪比急剧下降，性能急剧下降。

频谱中的尖峰脉冲应该是短暂的噪声干扰。

（4）你能基于USRP数字平台设计一个类似的解调算法吗？

答：

目前不可以。

我们用别的方式进行解调，但是没有成功。

以上方法必须计算反正切,在计算反正切后进行差分运算,考虑到反正切的导函数形式简单,因此这两步应用复合求导公式可以得到:

采用这种方法绕过了计算反正切的难点,可以直接计算出结果,与查表法相比,大大提高精度。

它的计算工作量包括需要做2次除法（Q/I只需计算Q（n）/I（n）,保存在寄存器里作为下一次的（n-1）/I（n-1））、1次平方,2次加减法。

因此,此方法不能用于中频采样率很高而对计算量限制要求很高的情形。

图5-1为使用改进的正交解调法的系统结构图。

图5-1FM解调系统（改进的正交解调法）

（5）建一个双通道立体声的视频流的正确解调算法。

答：

给出立体声FM解调的算法：

非相干解调的原理图如下图5-2所示。

图5-2非相干解调原理图

BPF滤去无用的噪声信号；限幅器消除信道中的振幅起伏；鉴频器由半波整流和低通滤波组成。

收到立体声FM后先进行鉴频，得到频分复用的信号。

将频分复用的信号分离开来，恢复成左右声道。

（6）思考题

结合通信原理课程，试推导FM时域频域的信号表达式，并大致画出单音信号调制后的时域波形和复频谱。

答：

图5-3正交调制框图

由上图，FM时域表达式轻易推倒得到

FM频域表达式为：

图5-4FM调制前单音信号图5-5FM调制后波形

从理论上分析，调制信号和载波信号对FM已调信号时域频域的影响。

答：

一方面，通过调制可以把基带信号的频谱搬移到所希望的位置上去，从而将调制信号转换成适合于信道传输或便于信道多路复用的已调信号。

另一方面，通过调制可以提高信号通过信道传输时的抗干扰能力，同时，它还和传输效率有关。

具体地讲，不同的调制方式产生的已调信号的带宽不同，因此调制影响传输带宽的利用率。

相干解调仅适用于窄带调频信号，且需同步信号；而非相干解调适用于窄带和宽带调频信号，而且不需同步信号，因而是FM系统的主要解调方式。

而载波则是将FM的频率从低频调制到一个适合传输的较高的频段。

考虑采用反正切解调方法，需要通过哪些步骤最终得到调制信号？

试画出流程框图

答：

流程图如图5-6所示。

图5-6反正切调制流程图

对接收到的经过下变频的基带正交信号化为极坐标的形式，得到其相位后再进行求导处理，得到调制信号。

你是否还有其他的FM解调方法？

可采用通信原理中其他解调方法，并比较算法难易和性能优劣。

答：

第一种：

改进的正交解调法

以上方法必须计算反正切,这样编程计算是很麻烦的,因此我们提出了一种避免计算反正切的方法。

以上方法在计算反正切后进行差分运算,即求导,考虑到反正切的导函数形式简单,因此这两步应用复合求导公式可以得到:

采用这种方法绕过了计算反正切的难点,可以直接计算出结果,与查表法相比,大大提高精度。

它的计算工作量包括需要做2次除法（Q/I只需计算Q（n）/I（n）,保存在寄存器里作为下一次的（n-1）/I（n-1））、1次平方,2次加减法。

因为在TI的C54x系列DSP里,没有现成的除法指令,这也增加了编程和DSP内Q值控制上的问题,使得计算量增大。

因此,此方法不能用于中频采样率很高而对计算量限制要求很高的情形。

图5-7为使用改进的正交解调法的系统结构图。

图5-7FM解调系统（改进的正交解调法）

第二种：

小角度近似解调法

以上两种方法都是先计算角度,再作差分。

因此我们考虑能否直接计算差角的三角函数值,而后直接得到差角。

由已调信号星座图看来,由于FM是恒包络调制,即星座图上所有点都在单位圆上,故有:

图5-8星座图

则有：

我们知道当Δθ（n）很小时,由小角度近似法则,sinΔθ（n）与Δθ（n）是近似相等的。

利用这一原理,我们不难得到:

由于采用传统的正交解调法,计算的是θ（n）的三角函数,这个是没有办法近似的,只能采用计算或查反三角函数表的方法,小角度近似解调法的优势在于计算的是Δθ（n）三角函数,这个值一般都很小,因此才可以近似。

根据这种方法,可以获得最简单的算法,由于只有2次乘法和1次减法,而没有反正切、除法等计算,计算量大大简化,因此也可以采用较高的中频采样率,但它的限制在于只能应用在调制角度很小的情况下。

图5-9为使用小角度近似解调法的系统结构图。

图5-9FM解调系统（小角度近似解调法）

FM数字解调方法的比较如表5-1所示。

3种解调方法

主要优缺点

应用范围

传统正交解调法

查表法计算量最小,但精度不高,计算反正切法计算量大,编程困难

用查表法适用于精度要求不高的场合

改进的正交解调法

计算量较大,精度较高

适用于精度要求高,但要求采样率低或DSP性能较好的场合

小角度近似解调法

计算量较小,精度高

仅能用于小角度调制的场合

表5-1FM数字解调方法的比较

6遇到的问题及解决方法

7心得

8参考文献