大功率变频器的拓扑结构及其谐波抑制技术.docx

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大功率变频器的拓扑结构及其谐波抑制技术

1引言

当系统容量较大时，输入谐波问题是大容量变频器的一个突出问题。

对交一直一交变频调速系统而言，常用的整流器均采用晶闸管相控整流电路或二极管整流电路，直流侧采用电容滤波，这使交流侧的电流呈尖峰性而非正弦波。

大量使用由这些电路构成的装置已成为电力系统中的主要谐波源，且消耗大量的无功功率。

变频器输出的谐波电流也会使电动机损耗增加，因而发热增加，电机出力下降。

对于上述技术问题，国内外学者在降低输入谐波与输出谐波为目标，对大功率变频器的拓朴结构开展了比较深入的研究。

本文对目前几种有代表性的高压变频器主电路拓朴结构以及谐波抑制技术进行了分析和介绍。

2采用多重移相叠加技术的变频器

多重移相叠加技术是由a．kernick等人早在1962年提出的。

多重移相叠加技术是指把两个或两个以上输出频率相同，输出波形也相同（幅值可以不同）的整流电路或逆变电路，按一定的相位差叠加起来，使它们的交流输入或交流输出波形的低次谐波相位相差180°而相互抵消，以得到谐波含量较少的准正弦阶梯波的一种技术。

多重叠加可以是等幅波形的叠加，也可以是变幅波形的叠加。

从改善叠加后波形的角度来看，变幅叠加效果要优于等幅叠加。

多重叠加还可以是串联叠加和并联叠加，串联叠加可以解决大功率变频器高电压的实现问题;并联叠加可以解决大功率变频器大电流的实现问题。

2.1多重化整流

多重化整流是按一定的规律将两个或更多个相同结构的整流电路进行组合，得到多脉动整流系统，将整流电路进行移相多重联结可以减少交流侧输入电流谐波。

对于变频器网侧交流输入电流来说，采用并联多重联结和采用串联多重联结的效果是相同的。

采用多重联结不仅可以减少交流输入电流的谐波，同时，也可以减小直流输出电压中的谐波幅值和脉动。

采用脉动宽度为60°的6脉动三相全波整流电路作为基本单元，使m组整流电路的交流侧电压依次移相α=60°/m，则可组成脉动数为p=6m的多脉动整流。

对于p=12脉动整流，可采用整流变压器为常规接线的ｙ/ｙ-12（或δ/δ-12）和ｙ/δ-11或（δ/ｙ-1）的两组6脉动整流，两者交流侧副方电压互相移相30°，直流侧并联（或串联）后组成12脉动整流。

对于p=18脉动及以上的移相角α，通过整流变压器一次绕组采用曲折接线（z接线）实现，各整流单元互相并联或串联，共同向直流负载供电。

只要满足m组6脉动整流交流侧的电压u2（n）（n=1，2，……，m）大小相等（整流变压器的变比相同），依次移相α=60°/m，即可得到p=6m脉动对称平衡的多相整流。

下面以图1所示的并联多重联结系统为例，分析其谐波电流特性。

图1并联多重联结系统结构原理图

以原方系统电压u1为参考，各整流单元的副方电压为:

令最小移相角为，则其它单元的移相角依次增大为:

多脉动整流系统原方产生的h次谐波电流为:

联结重数m、移相角α及对应的电流谐波次数h如表1所示。

表1几种移相串联多重联结整流电路的性能指标

2.2逆变器的多重联结

与多重化整流相似，可将多重移相联结技术用于逆变器，以减小变频器输出谐波。

目前，从大功率变频器输出端来看，逆变器的多重联结有两种主流结构:

一种是直接叠加输出，即单元串联多重化;另一种是变压器耦合叠加输出，其原理分别如图2（a）和图2（b）所示。

图2逆变器的多重联结示意图

单元串联多重化变频器的特点是:

（1）可以通过串联单元的个数的选择适应不同的输出电压要求;

（2）具有完美的输入输出波形，能适应任何场合及电机使用;

（3）由于各功率单元具有相同的结构及参数，便于将功率单元模块化，实现冗余设计;

（4）使用的功率单元及功率器件数量多，装置的体积和重量较大;

（5）无法实现能量回馈及四象限运行。

变压器耦合式单元串联高压变频器主电路拓扑结构是由cengelci.e等人于1999年提出的。

其主要思想是用变压器将多个常规二电平三相逆变器单元的输出叠加起来，实现更高电压输出，并且常规逆变器可采用普通低压变频器的控制方法，使得变频器的电路结构及控制方法都大大简化。

输出变压器起着十分重要的作用，也可能是系统的薄弱环节，因为太大容量的变压器会限制其应用。

这种高压变频器具有如下突出的优点:

以多个常规的变频器为核心可构成高压变频器;

多个常规变频器平衡对称运行，各自平均分担总输出功率;

整个变频器的输出可等效为优于普通三电平变频器多电平pwm输出波形，总谐波畸变率thd<0.3%，dv/dt也较低;

网侧谐波小，功率因数高。

2.3串联多重叠加电压型变频器

图3所示为6kv变频器的主电路拓扑图，每组由5个额定电压为690v的功率单元串联，每个功率单元由输入隔离变压器的15个二次绕组分别供电，15个二次绕组分成5组,每组之间存在一个12°的相位差。

图3中以中间△接法为参考（0°），上下方各有两套分别超前（+12°、+24°）和滞后（-12°、-24°）的4组绕组，所需相差角度可通过变压器的不同联接组别来实现。

其输入功率因数可达0.95以上，总谐波畸变率thd<1%。

图3串联多重叠加电压型变频器拓朴结构

2.4整流变压器组别优化接法的交交变频器

在轧钢工艺中，热连轧机的主传动采用大功率变频调速，需要多套系统联合运行。

交交变频调速装置网侧的功率因数相对较低，谐波含量大，如果对整流变压器联接组别的进行优化选择，在n套系统参数、运行条件完全相同时，使n台整流变压器副边线电压相位互差（60/n）°，可以使连轧机系统网侧电流总谐波畸变率thd最小。

多套交-交变频系统联合运行时，整流变压器最优连接组别及网侧合成电流谐波如表2和表3所示。

表2多套系统整流变压器最优连接组别

表3多套系统联合运行网侧合成电流谐波

3采用多电平技术的变频器

多电平逆变器的思想最早是20世纪80年代初由a.nabae提出的。

与传统的两电平逆变器相比，多电平逆变器由于输出电平数增加，使得输出波形具有更好的谐波频谱和较小的dv/dt，且每个开关器件承受的电压应力较小，特别适合于高压大功率场合，如电力系统静止无功发生器、电力有源滤波器、upfc、新型直流输电及高压交流调速等。

多电平逆变器主要有三种基本结构:

二极管箝位式、飞跨电容式和级联式。

其中二极管箝位式多电平逆变器由于不要求相互独立的直流电源来维持每个电平电压，不需要变压器就可以与电网直接相连，因而比其他结构具有更广范的应用领域。

将多电平逆变器的拓朴结构和基本控制策略（例如空间电压矢量控制）用于变频器的整流输入侧，可以构成高功率因数整流器，同时可以大大减小网侧谐波电流。

3.1“多重化不控整流＋多电平逆变”结构的变频器

图4“多重化不控整流＋多电平逆变”结构的变频器

图4是以二重化整流器与二极管箝位式三电平逆变器结构的变频器结构原理图，以及逆变器输出电压、电流和电动机电压、电流波形图。

3.2“多电平整流＋多电平逆变”结构的变频器

图5和图6给出了采用中点箝位式整流器和逆变器的三电平pwm电压型变频器的主电路拓朴。

采用有源前端afe（activefrontend）技术可使传动系统实现四象限运行，而且整流器输入电流基本上是正弦的。

图5是由igct组成的变频器的拓朴结构，直流环节中h型结构的箝位电路的作用是限制电流上升率和变频器内部电流冲击。

图6是由igbt元件串联组成的变频器的拓朴结构，电路中没有采用无源箝位或缓冲电路。

对于有源前端整流器，特定谐波消去法（she）是一种有效的消除谐波的控制算法。

图7表示的是采用she算法消除11和13次谐波时，afe整流器输入电压频谱图。

图7中，调制比m分别取m1=0.872，m2=0.891，m3=0.897，m4=0.910，m5=0.940。

图5由igct组成的3l-npc电压型变频器的主电路拓朴结构图

图6由igbt组成的3l-npc电压型变频器的主电路拓朴结构图

图7采用消除11和13次谐波的she策略的afe输入电压频谱图

4结束语

随着用电容量的不断增加，为了减少线路损耗，我国以及欧美发达国家，都将配电电压等级向更高方向发展，国内将会逐步形成l0kv主配电回路并相应配置10kv高压电机的主流趋势。

因此，高压大容量变频器主电路的拓朴结构以及输入输出谐波抑制技术仍然是当前世界各国相关行业竞相关注的热点问题。