计算机控制技术课程设计.docx

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计 算 机 控 制 技 术

课 程 论 文.

题目：

数字双闭环直流调速系统设计

一、设计要求：

课程设计任务书

1、该调速系统能平滑调速，调速范围D³10，系统在工作范围内能稳定工作。

2、系统静差率S£2%。

3、实现无偏差调节。

4、动态性能指标：

转速超调量Sn<10%，电流超调量di<5%

二、时间安排：

1、确定题目：

12月24日

2、查阅资料：

12月25日

3、设计电路：

12月26日

4、撰写设计报告：

12月27日~12月29日

5、修订设计报告：

12月30日

数字双闭环直流调速系统设计

摘要：

本文主要研究了数字双闭环直流调速系统设计，该直流调速系统具有两

个反馈——转速反馈和电流反馈，转速反馈主要实现对转速的精确控制，使电机具有良好的稳态性能；电流反馈主要实现对电流的控制，减少电机过渡过程的过渡时间，使电机具有良好的动态性能。

本系统以80C51系列单片机为控制芯片，控制PWM信号从而实现对直流电机转速和电流进行控制的方法。

本系统为了实现转速和电流无静差调节，转速调节器和电流调节器都使用数字PI调节器。

关键字：

双闭环 单片机 PI调节器

第一章 数字双闭环直流调速系统总体设计

双闭环直流调速系统是由单闭环直流调速系统发展而来的，它继承了单闭环直流调速系统的诸多优点，并克服了单闭环直流调速系统的一些缺点。

采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差，使系统具有很好的稳态性能，但单闭环调速系统只能对转速进行调节，不能对电流和转矩进行调节，所以无法实现系统动态性能最优化。

如果对系统的动态性能要求较高，例如要求快速起、制动、突加负载动态速降小等等，单闭环系统难以满足要求，所以在一些对系统的动态性能要求较高的场合，要用双闭环直流调速系统。

为了实现对电流的控制，可以在系统中引入电流负反馈，再在系统中增加一个电流调节器，让电流环处于转速环之内，作为内环，和转速环实现串极连接。

用转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM装置。

其中脉宽调制变换器的作用是：

用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速为了获得良好的动态性能，双闭环调速系统的电流调节器一般都采用PI调节器，转速调节器ASR的输出限幅电压是Unmax，它决定了电流调节器给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压是Uimax，它限制了晶闸管整流器输出电压的最大值。

其具体系统结构图和电路原理图分别如下图1和图2所示：

Ui

Un

+

-

Un

ASR

ACR

*U* - U

TA L

+

V

Id +

i c M

+ Ud

-

-

n

TTG

图1 转速、电流双闭环直流调速系统结构

TA

+

R C

n n

U*

Ui

R0

Ri Ci

L

RP1

n

R0

ASR

-

LM

ACR

-

LMGT

V

+

-

R

R0

Id

0

++U

U

Ud

MM

Un

++U*

c

i

n

+

-

RP2 TTG

-

图2 双闭环直流调速系统电路原理图

单闭环调速系统和双闭环直流调速系统起动时的电流和转速波形分别如图3-a和3-b所示。

由图3-a可知单闭环调速系统在启动过程中，电流先增大后减少，由此导致启动时间长，当电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减小，因而加速过程必然拖长，动态性能必然变差。

由图3-b可知双闭环调速系统在过渡过程中始终保持电流为允许的最大值，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳态后，又让电流立即降低下来，使转速马上与负载相平衡，从而转入稳态运行。

因此双闭环调速系统能在电机最大电流（转矩）受限的条件下,充分地利用电机的过载能力，最大限度地提高生产效率。

实际上，由于主电路电感的作用，电流不能突变，图3-b所示的理想波形只能得到近似的逼近，不能完

全的实现。

但电机的电流惯性远比机械惯性小得多，启动后电机电流很快就能到达最大值，所以对电机电流进行控制对改善系统的动态性能有着重大的意义。

n

n

Idl

Idl

Id

0 t

a）b）

图3 调速系统启动过程的电流和转速波形

第二章数字双闭环直流调速系统硬件设计

2.1主电路设计

主电路由整流器、滤波电容、中间直流电路和PWM逆变器组成，其原理图如图2-1所示。

整流器由6个二极管组成，属于不可控整流，整流后的输出电压为定值，作用是把电网提供的交流电整流成直流电；滤波电容的作用是将整流器输出的直流电压滤平；中间直流电路由电阻R2和开关器件Q1组成，作用是保护电路。

当系统进入制动状态时，PWM 逆变器向直流侧回馈电能，但由于二极管整流器单向导电性，电能不能被送回电网，因此只能给滤波电容充电，使电容两端电压升高。

如果没有中间直流电路，电容电压会无限增加，会威胁到整个电路的。

如果有中间直流电路，当PWM控制器检测到电容电压高于规定值时，

PWM控制器输出一个高电平，使开关器件Q1导通，使电容通过电阻R2和开关器件Q1这条支路放电，从而使电容两端电压降低。

图2-1 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图

可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路，如图2-2为桥式可逆PWM变换器。

这时电动机M两端电压Uab的极性随开关器件驱动电压极性的变化而变化，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，本设计用的是双极性控制的可逆PWM变换器。

双极性控制的桥式可逆PWM变换器有电流一定连续、可使电动机在四象限运行、电动机停止时有微振电流可消除静摩擦死区、低速平稳性好等优点。

图2-2 桥式可逆PWM变换器

PWM（脉冲宽度调制）是指在直流电源电压基本不变的情况下通过电子开关的通断，改变施加到电机电枢两端得直流电压脉冲宽度（即所谓的占空比），以调节输入电机电枢的电压平均值的调速方式。

虽然加在电机电枢两端的电压是断续的电压脉冲，但由于电机电枢含有电流不可瞬变的大电感，所以电路电流还是连续的。

在PWM驱动控制的调整系统中，当按一个固定的频率来接通和断开电子开关，那么电机电枢的电压平均值就为一个固定在。

这也就是说，当我们改变电子开关接通和断开的频率，就能改变直流电机电枢上电压的

“占空比”来达到改变平均电压大小的目的，从而来控制电动机的转速。

PWM可以应用在许多方面，比如：

电机调速、温度控制、压力控制等等。

在一个开关周期内，当0≤t≤ton时，Ub1和Ub4为正，晶体管VT1和VT4饱和导通;而Ub2和Ub3为负，VT2和VT3截止。

这是，+U5加在电枢AB两端，Uab=Us电枢电流id沿回路1流通。

ton

VD2、VD3续流，在VD2、VD3上的压降使VT2、VT3c-e极承受反压，这时，UAB=-

US。

UAB在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征。

双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为

U =tonU

-T-ton

=æ2ton-ö



（1-1）

d T s T çT 1÷Us

è ø

如果定义占空比r=ton，电压系数g=Ud

T Us

则在双极式可逆变换器中



g=2r-1



（1-2）

1

调速时，r的可调范围为0～1相应的g=-1~+1。

当r>

时，g为正，电动机正

2

转；当r<

1时，g为负，电动机反转；当r=

2

1时，g=0，电动机停止。

电枢两端的

2

瞬时电压和瞬时电流都不是零，而是交变的。

这个交变电流平均值为零，不产生平均转矩，陡然增大电机的损耗。

但它的好处是使电机带有高频的微振，起着所谓“动力润滑”的作用，消除正、反向的静摩擦死区。

2.3控制电路的设计

2.3.1调节器的设计

1、电流调节器的设计：

双闭环直流调速系统的动态结构图如图2.3.1-1所示：

WASR（s）

*

Ui

WACR（s）

Uct

Ks

T+1

1/R

Id

-Idl

R

Un*

Ud0

-U

T+1

n

-Ui

Tms

1

Ce

n

b

a

图2.3.1-1 双闭环直流调速系统的动态结构图

由图2.3.1-1可知，反电动势和电流反馈相互影响，给双闭环直流调速系统动态结构图的分析带来麻烦，需要对其进行简化。

因为，在一般情况下，系统的机械惯性都远远大于电流惯性，即速度变化的时间远远大于电流变化时间，而反电动势又正比于速度，则反电动势变化速度远小于电流。

所以，反电动势的变化是很缓慢的，对电流环的影响也是很小的。

对于电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，因此在设计电流环时可以简化计算略去反电动势E对内环地影响，将电流闭环的动态结构简化为电流环近似结构图，如图2.3.1-2所示：

图2.3.1-2 电流环近似结构图

把给定滤波和反馈滤波同时等效地移到环内前向通道上，并将时间常数为Ts和Toi的两个小惯性环节合成一个大惯性环节，该惯性环节的时间常数为：

T∑i=Ts+Toi，可将电流环近似结构图最终简化成图2.3.1-3。

图2.3.1-3

根据设计要求σ%≤5%，并保证稳态电流无差，可按典型1型系统设计电流调节器。

电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为：

WACR（S）=Ki（τis

+1）/τis

加入电流调节器后电流环的开环传递函数为：

W（s）=Ki（gis+1）´

bK（s/R ）

gis

（Tls+1）Tåis+1

因为T∑i<

则：

W（s）=

Ki（bKs/R）=

（K1 ）

gisTåis+1

式中K1=KibKs/R

sTåis+1



0.5

T

根据设计要求σ%≤5%和表2.3.1-1，得K1Tåi=0.5，得K1=

åi

表2.3.1-1 典型I型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系

参数关系KT

0.25

0.39

0.5

0.69

1.0

阻尼比x

1.0

0.8

0.707

0.6

0.5

超调量s

0%

1.