移相全桥参数计算.docx
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移相全桥参数计算
1、
2、
介绍
在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。
这是||
因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。
这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥
变换器在电力系统中，利用TI的新UCC2895移相全桥控制器，并基于典型值。
在生产设计需要修改的值最坏
情况的条件。
希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。
表1设计规范
描述
最小值
典型值
最大值
输入电压
370V
390V
410V
输出电压
11.4V
12V
12.6V
允许输出电压瞬变］
600mV
加载步骤90%
输出电压
600W
满负荷效率
93%
电感器切换频率
200kHz
3、功能示意图
4、功率预算
为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。
^BUOGET=^OUTX1=45,2W
VHJ
5、原边变压器计算T1
变压器匝比（al）:
估计场效应晶体管电压降（VRDSON）:
Vrdson~0*3V
基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。
a1=
Np
Ns
3［二（¥n和忡）x口叱
=21
基于平均输入电压计算典型工作周期（DTYP）
（"out彳力整座N066
（V|N-2兀）
输岀电感纹波电流设置为输岀电流的20%
Mout
PoutX°隈
VOUT
=10A
仃1）的最低磁化电感，确保变频
需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值（LMAG）。
下列方程计算主变压器
器运行在电流型控制。
如果LMA太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式
这是因为磁化电流太大，它将作为PW坡道淹没RS!
的电流传感信号。
^2.76mH
图2显示了T1原边电流（IPRIMARY）和同步整流器Q罰QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。
注意l（QE）l（QF）
也是T1的次级绕组电流。
变量D是转换器占空比。
=
2~
^203A
IsRMEP
QA・
b評■赳毋/（2：
・刊1}
=29.6A
副边均方根电流（ISRMS2），当电流通过变压器，QEQF开通
副边总均方根电流（ISRMS）:
^36.0A
计算T1原边均方根电流（IPRMS）:
lP«AiLn0.47a
'lour
'PP
W°A
«2.5A
*PRMS1"t^MAX、〔PFxUp十
!
pRMS1=
=2,5A
：
DMAX）
T1原边均方根电流（IPRMS1当能量被传递到次边
T1原边均方根电流（IPRMS2）当转换器
t'ppLp?
T
3
17A
总T1原边均方根电流（IPRMS）
lpRMS=VlpRMSi2+lpRMS22-3JA
此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规范
a1-21
-2.8mH
测量漏原边漏感：
Llk=4HH
变压器原边直流电阻：
DCRp^O.2151}
变压器副边直流电阻：
DCRs=0.58£2
印2x（Gm孑xDCRp+2xl£w>ls2xDCRS卜7.0W
计算剩余功率预算：
^BUDGET-^BUDGET卩“筑38.1W
6、QA,QB,QC,QDFET选择
本设计以满足效率和电压要求，20A650V,CoolMOSFETs英飞凌被选择QaQbQcQd
场效应晶体管漏源电阻：
RdHon心=®-220£l
场效应晶体管输出电容指定f
CossQA_SPEC二780pF
电压drain-to-source（VdsQA）,输出电容测量，数据表参数：
VdEQA=25V
"93pF
计算平均输岀电容⑵:
COSS_QA_A7G—CossQAspEC
QA场效应晶体管栅极电荷：
QA=15nC
激活栅场效应晶体管的门级电压：
Vg=12V
计算Qa损失基于Rds和门QAg
fc
Pg-乂R昨a+2xQAqxV3x-.2JW
重新计算功率预算：
^aUDGET
=^BUDGET-4XPg去29.7W
7、选择LS
计算（LS）是基于实现零电压所需的能量切换。
这个电感需要能够消耗的能量开关的寄生电容节点。
以下方程选择LS实现零电压在100%负荷降至50%负荷的基础上初级场效应晶体管的平均总输岀电容开关节点。
V八2
'pF_纠_PUTI
I22xa1J
Llk-26PH
注意：
可能比估计的有更多的寄生电容在开关节点，LS估计可能需要调整根据实际寄生电容在最后的设计。
为此设计一个26-pHVitec感应器被选为60PR964零件号码。
有以下规格。
LS直流电阻：
Ls=26pH
DCR^二27mil
LS古计功率损耗（PLS）和调整剩余功率预算
Pls=2乎lPRK1s^xDC%名总0.5W^BUDGET=^BUDGET-^LS%29.2W
&LOUT选择
电感器设计为电感纹波电流20%（4LOUT）:
山go
POUI^D.2=600Wx0.2^1QA际厂-12V
V°ur（1DtypJ^2hH汕OUTyA
计算输出电感均方根电流（ILOUT_RMS）:
Loutrms
Vitec电感器电子公司2-田的电感，75PR108被选为这个设计。
电感器有以下规范。
lout=2pH
输岀电感的直流电阻：
DCRgM-750pi）
估计输岀电感的损失（PLOUT）,重新计算功率预算。
注意PLOU是估计的电感器铜损的两倍的损失。
注意基于磁生产可能会有所不同。
建议最好仔细检查磁与磁生产损失。
^BUDGET=PstJOGET尺OUTa254W
9、输岀电容Cout
CAT
xPoutx0.9
Vqut
输出电容器选择基于稳态和瞬态（VTRAN）负载要求。
Lout改变满载电流的90%的时间
7,5ps
负载瞬变期间，大部分的电流会立即通过电容器等效串联电阻（ESRCOUT。
下面的方程用于选择ESRCOUT
和COUT基于90%电流的负载。
选择ESR容许瞬变电压的90%（VTRAN），当输出电容（COUT）由VTRA的10%所选择。
12m£l
POLn-°-9-tnu
论匚阴-翻
Chemi-Con设计,零件号
满足我们的设计要求5个1500-咸铝电解电容器的选择从曼联
EKY-160ELL152MJ30S。
这些电容器的ESR31mQ。
▼QVT
Vtran*01
5.6mF
输出电容的数量:
|
n=5
总的输出电容
COUI=1500uFxn7500pF
有效输出电容ESR:
ESRcoot=^^=6.2mQ
计算输出电容器损耗（PCOUT）:
%ojt-IqOut_h匚SRqqut二0.21W
重新计算剩余功率预算：
Pquoget=Budget「Pcour丸25.2W
10、选择QEandQF
为设计选择FETs总是尝试和错误。
我们以满足电力需求的设计选择75v,120A-FETs,从Fairchild,型号
FDP032N08这些FETs的下面特征。
QE^=152nC
^d*（on）QE-3.2lTl£2
计算场效应晶体管平均输出电容（COSS_QE_AVG）基于数据表参数输出电容（COSS_SPEC）从COSS_SPE上测量的（Vds_spec）和最大的漏源电压在设计（VdsQE）将被应用到应用程序中的场效应晶体管。
当QEQF关断时，电压场效应晶体管的电压：
81
测试数据表上从场效应晶体管输岀电容上指定的电压：
仁十25V
从场效应晶体管数据表上制定的输岀电容：
^ossSPEC=OpF
QEQF上平均输出电容
oemg=CossspecJJiUL'16nFyvut_sp«c
QEQF均方根电流
3.Vflvs.
forQEandQFFETs
始时的gatecharge需要确定（QEMILLER_MIN結束时的gatecharge（QEMILLER_MAX为了给定的VDS
Maximumgatechargeattheendofthemillerplateau:
Minimunngatechargeatihebeginningofthemillerplateau:
QEmiller_mini52nC
这个FETs设计是为了驱动UCC27324勺4-A（IP）门限驱动电流
Ip二4A
估计场效应晶体管Vds上升和下降时间：
100nC-52nC48nC“
工J=’__一弋24ns
14A
估计QEQF的损失
~~~pf,ff
P握=GX十77^XJje（ir十tf片十2xC09SCE_*VOX叫ta/专十2XX甘宓
Vq5N£2
（71）
Pqe'93W（72）
重新计算功率预算
^BUDGET-^BUDGET_^XPQE-6,5W
10、输入电容（Cin）
如果这个转换器是设计用来390v输入，通常由PFC勺输出增加pre-regulator。
选择的输入电容通常是基于
交通阻塞和纹波的要求。
注意：
实现零电压所需的延迟时间可以作为一种责任周期夹（DCLAMP）
计算槽频率：
预计延迟时间
2
加4
有效工作周期夹（DCLAMP）:
line-drop
276.2V
Vdrop是最低输入电压当转换器仍然可以保持输岀调节。
转换器的输入电压只会拉低电压不足或条件,如果在这转换器是PFCpre-regulator后。
CIN计算基于一种稳态周期循环
2KHom
Clh>-r2；'：
二364^iF
（%）
Pour
\2
=1.8A
计算高频输入电容器均方根电流（ICINRMS）。
为满足该设计的输入电容和均方根电流要求，我们选择330-pf电容器从松下EETHC2W331EA
C|M-330pF
这个电容器高频（ESRCIN）150mQ,这是测量阻抗分析仪在120Hz和200Hz下测量的。
ESF?
^^=0r15012
计算Cin功率损耗
Paw=LnrmsJESRc脚=0.5W
重新计算剩余功率预算：
^BUDOET=^BUDGET—6.0W
有大约6.0W的功率预算离开电流传感网络，和偏置控制设备和所有电阻支持控制装置。
11、设置电流传感网络CT,Rs,Rre,Da
为这个设计有一个选择的CT的100:
1比率（a2）
a2=k=ioole
在VINMIN下计算一般峰值电流（IP1）:
原边电流峰值:
VimmaxvDmax^33A
alIxt
I_%UT,MoUTpi一77十―—
I%ut2
峰值电流达到上限时的电压
VP=2V
计算电流检测电阻（RS）并且预留200mV斜坡补偿:
选择一个标准电阻RS
忠二48.7Q
对RS古计功率损耗：
=-PRt/£1xR.=0.03W
曲I82丿3
计算DA上的最大反向电压（VDA）
VnA=VPD^WP^293V
仁
估计达功率损耗（PDA）:
%二更八°少03W
UnminXqxa2
计算RS重置电阻器RRE:
电阻器RRE用于重置当前变压器CTo
Rre二100xRs=4+87kfl
电阻器RLF和电容器CLF形成一个低通滤波器对当前信号（引脚15）o对于这个设计我们选择以下值。
这个过滤器频率极低（fLFP）在482千赫。
这应该工作大多数应用程序但也许适合个体的布局调整和EMI的设计。
R」=1kQ
CLF▼330pF
UCC28950VRE输出（引脚1）需要高频旁路电容滤除高频噪音。
这个引脚需要至少1疗高频旁路电容（CBP1）
请参考图1适当的位置。
Cep1=1pF
电压放大器参考电压（引脚2,EA+）可以设置与分压器（RA,RB），这个设计实例我们要设置误差放大器参考电压（V1）2.5v.选择一个标准电阻RB直,然后计算电阻RA直。
UX28旳referencevoltage:
Vref=5V
设置电压放大器参考电压：
V1=2.5V
Rb=2.37kQ
2+37kQ
DRSx（VftEF-V1）
Ra=Vi
分压器由电阻器RC和RI选择，设置直流输出电压（电压输出）引脚3（EA）。
选择一个标准电阻器RC:
Rg=2.37kfl
计算R1
R_&讥UT_W）'"V1
然后选择一个标准的电阻：
V1
Ri=R<^x（Vovr~V1）9,09k<}
补偿反馈回路可以通过适当选择反馈组件
（RF、CZ和CP）。
这些组件被放置尽可能接近UCC2895（引I脚3和4。
计算负载阻抗负载（RLOAD）:
10%
Rloa宀f：
=2.412
LOADPour>=0.1
控制输出传递函数近似（GCO（f））作为频率的函数：
1-2irjxfxESRgT*Cg
2rxfpp
t2jtkfpPj
1105）
<1+2njxf"RlOaD
双极GC频率（f）:
fpp^=50kHz
Angularvelocity:
S（f）-2irxjxf
补偿电压回路2型反馈网络。
下面的传递函数补偿增益作为频率的函数（GC（f））。
请参阅图1为组件的位置
2xfXRfXCz+1
计算电压回路反馈电阻器（RF）基于交叉电压（fC）循环在第10个双极频率（fPP）。
rf=—
Geo
=t27.9kQ
TPI
fc=”z
选择一个标准电阻RF。
R卜宏274kQ
计算反馈电容器（CZ）在交叉点的移相。
—=5.8nF
选择一个设计标准电容值。
C7=5.6nF
在2被FC的地方放置一个极点
小1
Cp—丸580pF
2x^xRFxfcx2
选择一个设计标准电容值。
|
Cp=560pF
环路增益作为频率的函数，以dB的形式。
TvdB（f）=20logflGc（f）xGco（f）|）
环路增益和相位图形检查循环稳定性理论循环。
（图4）得了在约3.7kHz的阶段大于90度
注意：
明智的做法是检查你的循环稳定性和瞬态测试和/或最终设计网络分析仪和调整补偿（GC（f））必要的
反馈。
Tv（l）FrequencyResponse
Figure4.LoopGain（TvdBCf））,LoopPhase（OTv（f））
限制在上升期间启动UCC2895有软启动功能（引脚5），应用程序设置软启动时间15ms（tSS）
1S3x25]jA
V1+0.55
^123nF
tss=15ms
选择一个标准电容器的设计。
■
Cgg=150nF
本应用笔记提供了一个固定延迟方法实现零电压从100%负荷降至50%负载。
当转换器操作低于50%加载转换
器将在山谷切换操作。
为了实现零电压切换开关节点上QB啲FETsQA的开机（tABSET）延迟，初步制定和QB
需要基于LS和理论开关节点之间的交互电容。
下面的方程用于设置tABSET最初。
将LS设置输岀电容的两倍
27txLLs=——\
271xfRx（2xCossaAVG）
计算槽频率：
1
Ftt=
2兀X（2xCoSS_qa_AVG）
设置初始tABSET延迟时间，适当调整计划
注意：
2.25tABSET方程的因素来源于实证测试数据，可能会有所不同基于个人设计差异。
形成的电阻分压器RDA1RDA决定tABSET,tCDSETUCC2895的延迟范围。
选择一个标准RDA电阻值。
注意：
tABSET之间可以编程30ns-1000ns。
2.25
&346ns
RnA1-8.25kQ
电压的ADL輸入UCC28950（VADEL需要设置RDA基于以下条件。
如果tABSET>155ns设置VADEL=0.2V,tABSET155ns和1000ns之间可以编程：
如果tABSET<155ns设置VADEL=1.8V,tABSET可以编程29ns-155ns:
基于VADE选择、计算RDA2:
选择最接近标准RDA电阻值：
Rw=348。
一旦你已经启动并运行原型建议你微调迟设定在10%负载。
请参考图5。
Rdelab=30.1k£2
tABSET光负荷的峰谷之间的共振LS和开关节点电容。
在这个设计延
重新计算VADE基于电阻分压器的选择：
电阻器RDELAB由tABSET决定
选择一个标准电阻的值设计
usmr
唱ilevimrtfciiRmiuvarwy
CKJLI
Figure5.如対toAchieveValleySwitchingatLightLoads
最初的起点Q（和QD丁开延误（tCDSET）应该最初设置为相同的延迟，QA和QB5丁开延迟（引脚6）。
以下方程程序
Q（和QD接通延迟（tCDSET），通过适当选择电阻RDELCD引I脚7）。
ASSET=^CDSET
电阻RDELCD由tCDSET决定
选择一个标准电阻器的设计：
Rdelcd=30JkQ
一旦你已经启动并运行原型建议微调tCDSE■光负载。
在这个设计CD节点将山谷开关负荷在10%左右。
请参考如图6所示。
在轻负载获得零电压开关节点QDc由于容易多了反映了输出电流出现在主变压器的场效应晶体管QD和QC岔道/。
这是因为有更多的峰值电流激励LS在此之前过渡，而QA和QB岔道/。
SettCDfirTatresonanltankPeakandValley
Figure6・toAchieveValleySwitchingatLightLoads
有一个可编程延迟岔道的场效应晶体管场效应晶体管QA岔道后QF（tAFSET）的岔道场效应晶体管QEQF后,场
效应晶体管QB岔道（tBESET）。
好地方设置这些延误tABSET勺50%这将确保适当的同步整流器之前关闭AB零电压过渡。
如果这个延迟太大将导致OUTEE确和OUT不重叠，它将创建多余的身体二极管传导FETs量化QE和QFo
^AFSET-上肛匪丁=^ABSETX°・5
形成的电阻分压器RCA1RCA由tAFSET和tBESET决定，UCC28950的延迟范围。
选择一个标准RCA电阻值。
注意：
tEFSETtBESET可以在32ns-1100ns之间设置
RCA1-8.25kQ
如果tABSET>或=170ns基于VADELEF选择、计算
电压的ADELEF引脚UCC28950（VADELEF）需要设置RCA2基于以下条件。
女口果tAFSET<170ns设置VADEL=0.2V,tABSET可以编程32ns-170ns:
设置VADEL=1.7V,tABSET170ns和1100ns之间可以编程：
RCA2:
选择最接近标准RCA电阻值：
重新计算VADELE基于电阻分
5VxRca2=1692V
-4.22kl1
下面的方程被用来计划tAFSET和tBESETi过适当选择电阻RDELEF
（^afsetxQ-5—4ns）（2.65V-V^elefx1.32）x101［阳辺
选择一个标准电阻器的设计。
电阻器RTMIN项目最低工作周期时间（tMIN）UCC28950（引脚9）可以需求在进入破裂模式。
如果UCC2895控制器试图要求责任周期的时间不到tMIN电源将进入爆发模式操作。
详情请参见UCC2895数据表关于破裂模式。
这个设计我们设置最低100ns。
设定的最低时间选择RTMIN1下面的方程。
标准电阻的值然后选择设计。
Rtmin=13kQ
有提供销设置变换器开关频率
（引脚10）。
频率可以选择通过调整定时电阻RT。
-2i60kii
选择一个标准电阻器的设计。
RT=61.9kQ
UCC2895还提供了斜坡补偿峰值电流模式控制（引脚12）o这个可以设置通过设置RSU用下面的方程。
下面
的方程将计算所需的量斜坡补偿（VSLOPE）所需的循环稳定性。
注意：
磁化电流的变化在主dlLMAGI致斜坡补偿。
帮助改善噪声免疫力VSLOPE^、设置有一个斜坡，等于最大值的10%目前感觉信号（0.2V）在一个感应开关。
a2x（1-Dyyp）
女口果VSL0PE2VSL0PE1设置VSLOPE=VSLOPE2
^SUM=
2.5Vx1Q3Q=l254kQ
Vslopex0.5pS
选择一个标准电阻器RSUM
rsum=127kQ
提高效率在轻负载UCC2895编程（DCM）引脚12,在轻负载关闭同步FETs条件的二次侧变换器（QE和QF）。
这
阈值设定电阻分压器由再保险和RG这DCN阈值需要设置水平在电感电流不再生产。
以下方程设置同步
负载电流整流器岔道在15%左右。
VRS
a1xa2
-0.29V
xR
选择一个标准的RGt阻值。
Rg=1kf>
重新计算电阻的值。
J
r=RJVREF~VRS）镒163kQ'%
选择这种设计标准电阻的值
门驱动看起来比图5和图6略有不同。
这是因为他们用
1:
2栅极驱动变压器代替1:
1。
在10%负载的主要开关节
RE=16.9kQ
全桥门驱动器和主开关节点（VINQBd和QDd）当VIN=390V,IOUT=5
点是谷切换
全桥门驱动和开关节点在VIN=390V,IOUT=10
开关节点QBd/Q4c谷QDd/Q3c取得了零电压切换和节点。
请参考图12和图13。
非常不寻常的节点QDd/Q3d
获得零电压切换之前QBd/Q4d。
这是因为QDd/Q3d开关节点电压过渡期间，反映了输出电流提供了直接的LC防水层开关节点的能量。
在QBd/Q4d开关节点过渡主已经被高
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