D类音频功放.docx

资源描述

D类音频功放.docx

《D类音频功放.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《D类音频功放.docx（45页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。

D类音频功放.docx

D类音频功放

Ｄ类音频功率放大器设计

一．设计任务

设计并制作一个电源电源电压为５Ｖ，负载阻抗为８欧姆的Ｄ类音频功率放大器。

二.设计要求

１．３ｄＢ带宽300Hz～3400Hz时，输出正弦信号无明显失真。

２.最大不失真输出功率1W。

３.输入阻抗10kΩ，电压放大倍数1～20连续可调。

４.在输出功率500mW时，功率放大器的效率＞７０％。

三．发挥部分

１.3dB通频带扩展至300Hz～20kHz时。

２.输出功率保持为200mW，尽量提高放大器效率。

３.其他。

四．设计分析

１．音频功率放大器简述

音频功率放大器的目的，是以要求的音量和功率水平在发声输出元件上重新产生真实、高效和低失真的输入音频信号。

衡量音频放大

器优劣的主要性能，一是它的频率特性指标，包括频率响应、谐波失

真度和互调失真度；二是它的时间特性指标，包括瞬态响应、瞬态互

调失真和阻尼系数；三是信号噪声比、最大输出动态范围、最大功率

和效率；尤其第三个方面的性能指标主要由功率放大器实现。

传统的

低频功率放大器主要有：

A类（甲类）、B类（乙类）及AB（甲乙类）。

①A类放大器的晶体管总是处于导通状态，即在一个输入信号周期内，功率器件都是导通的，也就是说没有信号输入时，晶体管也有输出功率，因此晶体管功耗非常大。

因为通常有很大的直流偏置

电流流过晶体管，而没有提供给负载，尽管其效率很低（约20%），但精度非常高。

它的优点是输出信号的失真比较小，缺点是输出信号的动态范围小、效率低，理想情况下其效率为25%。

②B类放大器采用两只晶体管推拉工作，每只晶体管工作半个周期：

一只晶体管工作于输入信号的正半周，另一只晶体管则工作于输入信号的负半周，因此在理论上两只晶体管不会在同一时间内导通。

在没有输入的情况下，两只晶体管均处于截止状态且无输出功率，因

此其效率高于A类放大器。

由于晶体管都需要一定的开通时间，这样，在两只三极管交替工作过程中，输出端存在一个短暂的无输出功率状态，这个无功率区域称为交越区，这就造成了相对较大的信号失真。

在理想情况下，其效率为75%，实际使用中，效率约为40%左右。

③AB类放大器与B类放大器非常相似，由于AB类放大器使用了小的直流偏置电流，使两只晶体管在同一时刻微导通以消除交越失

真，因而其性能有所改善。

AB类放大器的效率（约为50%）不如B类放大器高，但精度得到了提高，因此常作为音频放大器使用。

④D类放大器由于采用了不同于上述各类放大器的拓扑结构（见图２－１０），其功耗远低于上述任何一类放大器。

图2-10所示D类放大器组

+VCC

成框图由调制器、高速功率输音频信号

Vout

出电路及低通滤波器等组成。

其中调制器采用脉宽调制

（PWM）方式，它通过电压

三角波信号

-VCC

2-11利用电压比较器实现PWM调制

比较器将音频信号与高频

三角波通过进行比较

（PWM调制方式如图

负

L载L

Vout（H）

Vou（tL）

图2-12H桥型开关电路

2-11所示），当反相端电

压高于同相端电压时，输出为低电平；当反相端电压低于同相端电压

时，输出为高电平，从而在电压比较器输出端得到一系列宽窄不同的

高频脉冲信号，即PWM调制信号。

通过该信号控制输出功率管（见

图2-12），使得功率管输出也为一系列电压脉冲。

由于功率管在不导通时具有零电流，在导通时只有很低的导通电阻，因而产生的功耗极

小，从而使效率大为提高（在大功率输出条件下，D类放大器的效率可达95%）。

由于PWM脉冲信号的占空比与输入音频信号幅值成正比，而PWM脉冲信号中的频率成分除了音频信号外，还有各阶高次谐波分

量。

为还原音频信号和避免高次谐波能量驱动负载，通常在功率输出级和负载之间接入一个低通滤波器，为保持功率输出级的功率较大，

要求滤波器是接近无损的，因此通常采用无源LC滤波器。

通过对上述各类功率放大器的分析，为达到设计要求及得到最大输出功率和效

率，本设计选用D类放大器。

脉冲宽度调制（PWM）理论分析

三角波调制法是建立在每一个特定时间间隔能量等效于正弦波

所包含能量的概念上发展起来的一种脉宽调制法，如图2-13所示。

为了得到接近于正弦波的脉

宽调制波形，将正弦波的一个周

期在时间上划分成N等份（N

偶数），每一份脉宽都是2，

样就可以分别计算出在各个时

图2-13PWM脉宽调制示意图

为

这

间

间隔内正弦波所包含的面积，如图2-14所示。

图2-14所示的PWM调

制波形中每个特定的时间间隔，都可以用一个脉宽与之对应的正弦

波所包含的面积相等或成比例。

通过其脉冲幅值都等于Vm的矩形脉

冲来代替正弦波的部分，这样N个宽度不等的脉冲就组成了一个与

正弦波等效的脉宽调制波形。

假设正弦波的幅值为Vm，等效矩形波

形的幅值为Vm，则各等效矩形脉冲波的宽度

i为

2Vmsinisin

..式

式中

i1、2、3

i是各时间间隔分段的中心角，也是各等效脉冲位置的中心

角。

式表明：

由能量等效法得出的等效脉冲宽度与分段中心角i的

正弦值成正比。

用三角波来实现脉宽调制，可以很方便的利用由运算放大器组

成的比较器来完成这一功能。

假设三角波的频率f与正弦波的频率fi

之比为f/（fi载波比），为了使输出波形满足奇函数，N应该是偶数。

如果假定在正弦波大于三角波部分所产生脉冲的中心位置在每一段

脉冲的中心，并以i代表的话，则角度i为

从图2-14可以看出，由于abg与cdg相似，所以

cdg

图

2-14PWM脉宽调制原理图

这样

由于

hgVm（Vm三角波幅值）

lgVmsini（Vm为正弦波幅值）

如果令脉宽icd，则

当N20时，

将i

代入式可以得到

Vmsin

sin

.式

式说明：

当载波比N固定，且大于20以上时，在比较器输出端产生

的矩形脉冲，其宽度正比于正弦波的幅值与三角波幅值之比，该脉

冲宽度也正比于分段中心角i的正弦值。

对于脉宽调制波形，其基

波和各次谐波的幅值表达式为

（1）k12cos

cos

i式

Vm1

（1）k12cos

icos

i...式

由式与式可知：

基波幅值Vm1及各次谐波幅值Vmn与脉冲宽度i有

关，而脉冲宽度i又与调幅比Vm有关。

在正弦波的幅值小于三角波的幅值时，比较器输出电压的基波分量几乎与调制波的调幅比呈线性关系，即

故在每个音频信号周期内，PWM脉冲的占空比正比于音频信号的幅度。

系统方案设计

根据设计要求及对各类低频功率放大器的分析，本设计选用D类放大器，它由前置放大器、三角波产生电路、脉宽调制器、整形电

路、延时及驱动电路、功率放大器及低通滤波器等组成，其系统框图如图2-15所示。

前置放大器的作用一方面要满足系统对输入阻抗大于10K的要求，另一方面可使电压放大倍数从1至20倍可调，前置放大电路由宽带运算放大器及电阻、电容组成。

三角波产生电路的作用是产生固定频率的N20时，调制器输出端产生的矩形脉冲，其宽度正比于正弦波的幅值与三角波幅值之比，即在每个音频信号周期内，PWM脉冲的占空比正比于

音频信号的幅度，考虑到低通滤波器的幅频特性，本设计选用四阶

巴特沃思LC滤波器，它对150KHz的载波信号衰减达60dB。

因此，综合

考虑上述因素，三角波产生电路的频率选为150KHz，三角波电路由宽

带运算放大器及高速电压比较器组成。

脉宽调制器由于使用自然采样法产生PWM脉冲，故电路采用高速

电压比较器。

由于设计要求功率放大器为+5V供电，这样电压比较器

也采用单电源供电，因而电压比较器输出为单极性PWM调制信号。

整形电路的作用是将调制器输出的PWM信号变换成为一对反相的

脉冲信号，以驱动功放电路，本系统采用反相施密特触发器作为整

形电路。

延时及驱动电路的作用一是将整形电路输出的一对反相的脉冲信号进行适当的延时，以避免H桥MOS管上、下同时导通；二是给功放管提供合适的驱动电流。

D类功率放大器采用增强型MOS管组成的H桥高速开关电路，由于

它工作于开关状态，输出管的功率损耗极低，因而有效功率可以达

到很高。

系统电路设计

1.三角波产生电路设计

按设计要求，功率放大电路为+5V单电源供电，这样就要求D类

放大器的调制信号为PWM单极性调制方式，因而本设计确定整个系统

均采用+5V直流电源供电。

方案一：

三角波产生电路由宽带运放及高速电压比较器组成。

三角波产生电路如图2-16所示，其中R1，R2，R3，C1及A1组成积分器，R4、R5、R6及A2组成滞回比较器。

积分器所用的运放采用宽频、低漂移运放TLC4502，电压比较器

采用LM311。

由于采用+5V直流电源供电，我们将运放A1⑥脚和电压比较器

A2③脚的电位用R3调整为+，同时设R5为100kΩ，并忽略比较器高电平

时R6上的压降，则R4的求解过程为取标称值R439kΩ。

选定工作频率fo150kHz，并设定R1R220kΩ。

则电容C1的计算过

程如下：

对电容C1的恒流充电或放电电流为

电容两端电压值为

其中T1为半周期，T1

fo，VC1的最大电压值为2V，则

取C1220pF，R210kΩ，R1采用20kΩ可调电位器，使振荡频率

fo在

150kHz左右有较大的调整范围。

方案二：

三角波产生电路采用宽带运放。

电路如图2-17所示，该电路采用+5V单电源供电方式，以产生单

极性三角波信号。

其中R1、R2、R3、R5及A1组成电压比较器，R4、C1及A2组成积分器，A1和A2均采用宽带运放NE5532。

通过调整R1和R2，使得A1②脚和A2⑤脚位+电压，为得到准确

值，R1取10kΩ，R2用20kΩ

三角波的幅值为

三角波频率为

其中，R4取20kΩ，R3用500kΩ可调电位器代替，R5用50kΩ可调电位器代

替，调整R5，可使三角波的幅值Vom1V，三角波的频率f150kHz。

经比较，使用方案一电路产生的三角波线性度不够好，方案二

电路得到的三角波线性度良好，而且得到三角波幅值与频率均能满

足设计要求，故本设计三角波产生电路选用方案二。

2.脉宽调制（PWM波）

+5V

产生电路设计

+5V

图2-18PWM调制电路

选用

10k

精密、高速比较器LM393，电路如图2-18所

示。

R15

三角波信号

PWM

音频信号

LM393

20k

将三角波产生电路得到的频率为150kHz三角波经C2耦合，送至A3反相输入端；音频信号经C3耦合送至A3同相输入端。

由于比较器采用+5V单电源供电，以产生单极性PWM信号，通过R6和R7及R8和R9组成分

压电路，分别给A3同相输入端和反相输入端提供的静态电位，取

R6R810kΩ，为精确调整电位，R7和R9选用20kΩ可调电位器。

由于三角波峰-峰值VPP2V。

所以要求音频信号的VPP不能大于2V。

否则会使得功放产生失真。

（仿真截图一）

PWM波产生电路仿真截图

3.前置放大电路设计①电路选型：

方案一：

采用仪用放大器实现前置放大

当输入信号离测量放大器较远或干扰较大时，会造成两点地电

位不统一，这样不可避免存在长线干扰和传输网络阻抗不对称引入的误差。

为了抑制干扰、减少误差，运放通常采用差动输入方式。

仪用放大器的特点是：

a．高输入阻抗，以抑制信号源于传输网络电阻不对称引差；b．高共模抑制比，以抑制各种共模干扰引入的误差；

c．高增益及宽的增益调节范围，以适应信号源电平的宽围；抑制共模信号干扰的最常用的方法，是在基础同相并联电路之

后，再接一级差动运算放大器，电路如图2-19所示，它不仅能割断共模信号的传送，还将双端变单端，以适应接地负载的需要。

仪用放大器均采用双电源供电，由于设计要求功率放大器的电源电

压为+5V，如果前置放大器采用双电源供电，则信号在处理过程中要

采用提升直流电压的方法来变换信号，电路形式过于复杂。

方案二：

采用同相输入的运算放大器实现前置放大

按设计要求，功放部分为单电源供电，故前置放大及整个系统

均采用单电源供电为宜。

由于设计要求电压增益为1—20倍连续可

调，输入信号最高频率为20kHz，且输入阻抗要求不高，为10kΩ，故

本设计采用具有单电源供电的运放组成的前置放大器。

电路如图

2-20所示。

能够使用单电源供电的运放有uA741、oP07、NE5532及

TLC4502等。

对于uA741和OP07在相同输入条件下，当电压增益为100时，对

应的带宽为10kHz；对于NE5532，当电压增益为100倍时，带宽为130kHz；对于TLC4502，当电压增益为100倍时，带宽为1.3MHz。

因此

+5V

选用宽频带、低漂移的运放TLC4502，组成增益可调的同相宽带放大

R10

+5V

51k

器，路如图2-20所示。

Vout

音频信号

2.5V

10uF

R11

②电路参数选择及电压增益的确定：

100k

TLC4502

由设计要求，整个功放的电压增益从

1—20连续可调，当功放输

R13

R1250k

出的最大不失真功率为

5.1k

1W时，其C4负载8Ω电阻上的电压计算过程如

下：

10uF

前置放大电路

图220

因为

Po为最大不失真输出功率，Vo为负载RL8电阻实际电压的有效值，

这样

而Vo的幅值其峰-峰值

故8负载的峰—峰值

由于送至脉宽调制器A3输入音频信号VPP不能大于2V，这样，功率放大器最大输入信号为2V，所以功率放大器的最大电压增益

AV2

8/24。

由设计要求，系统总的电压增益

AVAV1AV220，其中

AV2

4，所以要求前置放大器的电压增益AV1

5，即可满足要求。

之

所以选择同相放大器，是因为它的输入阻抗较大，容易实现输入电

阻Ri10kΩ的要求，同时运放在单电源供电时仍能正常地放大。

取A4的V

VCC

2.5V

，由于设计要求系统的输入电阻大于

10kΩ，故

取R10R11

51kΩ，则Ri

51/225.5kΩ。

为精确调整，R11选用100kΩ可调电

位器。

因为

取

则

取标称阻值R135.1kΩ，为调整方便，R12选用50kΩ可调电位器。

4.整形、延时、驱动及功放输出电路设计①非重叠时间的建立（驱动死区时间的建立）

电路如图2-21所示，本设计功放级为H桥互补对称输出电路，它

由T7~T10四只增强型场效应管组成，其工作形式是当T7、T10导通时，

T8、T9截止。

由于增强型场效应管有非常低的导通电阻，因而避免上

下管同时导通的情况显得很重要，因为它会产生一个从+5V到地的低

R17、R18、C6及T2组成的反相电

电阻路径通过晶体管，从而产生很大的冲击电流：

最好的情况是晶体管发热并消耗功率，最坏的情况是晶体管被毁坏，所以对晶体管的控制应该后开先合，这可以通过延时电路提供的一对有时间差别

的反相脉冲信号来完成。

由脉冲宽度调制器输出的PWM信号经施密特触发器CC40106整形后，一路送到R14，R15，C5，T1组成的延时电路，

另一路由另一个CC40106芯片送至由

路。

在由R14、R15、C5及T1组成的延时电路中，通过调整R14和C5来控

制T1饱和导通的时间。

使T1上升沿比T2下降沿延时0.1μs~1μs，从而达到控制功功率管导通时序。

在R17、C6及T2组成的反相电路中，C6的作用是加速T2的导通和截止。

②驱动及功放输出电路

为提高功率管的开关速度，应该为功率管提供一个产生较大驱

动电流的驱动电路，该电路由T3和T4及T5和T6分别以共集电极电路组

成。

由于共集电极电路具有很低的输出阻抗，又有较大的电流放大

作用，故该电路由三极管组成。

功放电路由T7、T8、T9、T10组成，采

用增强型场效应管，其中P沟道管采用IRFD9120，

图2-21整形、延时、驱动及功放输出电路

N沟道管采用IRFD120。

之所以采用场效应管而不采用三极管作为功

放输出，是因为三极管需要多达20%的额外集电极电流以保证饱和

度，而增强型场效应管需要的驱动电流小得多，由于它是一种多数

载流子器件，其电荷存储效应不是很明显，故它能够以较高的速度

工作；另外，它没有三极管特有的二次击穿机理，故发生热击穿的

可能性较小。

互补PWM驱动信号交替开启T7和T10（或T8和T9）。

5.低通滤波器设计

由于D类功放管最终输出是一个音频方波，为了从PWM波形中提

取音频信号，需要将D类功放的输出送人一个低通滤波器再接负载。

设计时采用4阶巴特沃思通滤波器。

由于音频信号最高频率为

20kHz，要做到20kHz带宽内增益下降小于3dB，则要求滤波器具有截

止频率为40kHz的巴特沃思响应，以达到最大平坦通带，本系统根据

归一化LPF来设计巴特沃思四阶低通滤波器。

（1）归一化LPF设计方法：

归一化低通滤波器设计数据，指的是特征阻抗为1且截止频率为10.159Hz的基准低通滤波器的数据。

在设计巴特沃思型的归一化LPF的情况下，以巴特沃思的归一化

LPF设计数据为基准滤波器，将它的截止频率和特征阻抗变换为待设

计滤波器的相应值。

对滤波器截止角频率的变换是通过先求出待设计滤波器截止角

频率与基准角频率的比值M，再用这个M去除滤波器中的所有元件

值来计算所需参数，其计算公式如下：

M待设计滤波器的截止频率..式基准滤波器的截止频率

对滤波器的特征阻抗的变换时通过先求出待设计滤波器特征阻

抗与基准滤波器特征阻抗的比值K，再用这个K去乘基准滤波器中的

所有电感元件值和用这个K去除基准滤波器中所有电容元件值来计

算所需参数。

其计算公式如下：

K待设计滤波器的特征阻抗..式基准滤波器的特征阻抗

那么，对于待设计的LPF滤波器而言，其计算公式为：

L（new）

KL（base）

..........

式

C（base）

C（new）

.....式

表2-3给出了2~5阶巴特沃思型滤波器的基准滤波器数据，并可按图2-22所示步骤进行滤波器的设计。

表2-3归一化巴特沃斯型LPF

待设计滤波

数据模型

基器阶数

准

滤

波

器

（二）参数计算：

由设计要求，3dB通频带为300~20kHz，故滤波器截止频率为40kHz。

由于功率管是交替开启T7、T10（或T8、T9），则与T7、T8输出连的低通

滤波器的负载为4，故按最大功率传输原则，四阶巴特沃思低通滤

波器的特征阻抗选为4。

①截止频率变换

图2-22用归一化LPF设计滤波器的步骤，由式，所要求设计的LPF

的截止频率为40kHz，故

M40103Hz2.512105..式

（12）Hz

②特征阻抗变换

由式，所要求设计的LPF的特征阻抗为4，故

K4...

展开阅读全文