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基于ads的低噪声放大器与仿真

毕业论文

基于ADS的低噪声放大器设计与仿真

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一、设计的背景和目的

1.1低噪声放大器

在无线通信系统中，为了提高接受信号的灵敏度，一般在接收机前端放置低噪声放大器用来提高增益并降低系统的噪声系数。

1.1.1概念

低噪声放大器是噪声系数很低的放大器。

一般用作各类无线电接收机的高频或中频前置放大器，以及高灵敏度电子探测设备的放大电路。

在放大微弱信号的场合，放大器自身的噪声对信号的干扰可能很严重，因此希望减小这种噪声，以提高输出的信噪比。

由放大器所引起的信噪比恶化程度通常用噪声系数F来表示。

理想放大器的噪声系数F＝1（0分贝），其物理意义是输出信噪比等于输入信噪比。

现代的低噪声放大器大多采用晶体管、场效应晶体管；微波低噪声放大器则采用变容二极管参量放大器，常温参放的噪声温度Te可低于几十度（绝对温度），致冷参量放大器可达20K以下，砷化镓场效应晶体管低噪声微波放大器的应用已日益广泛，其噪声系数可低于2分贝。

放大器的噪声系数还与晶体管的工作状态以及信源内阻有关。

在工作频率和信源内阻均给定的情况下，噪声系数也和晶体管直流工作点有关。

为了兼顾低噪声和高增益的要求，常采用共发射极一共基极级联的低噪声放大电路。

1.1.2主要功能

随着通讯工业的飞速发展，人们对各种无线通讯工具的要求也越来越高，功率辐射小、作用距离远、覆盖范围大已成为各运营商乃至无线通讯设备制造商的普遍追求，这就对系统的接收灵敏度提出了更高的要求，我们知道，系统接收灵敏度的计算公式如下：

S=-174+NF+10㏒BW+S/N

由上式可见，在各种特定（带宽、解调S/N已定）的无线通讯系统中，能有效提高灵敏度的关键因素就是降低接收机的噪声系数NF，而决定接收机的噪声系数的关键部件就是处于接收机最前端的低噪声放大器。

低噪声放大器的主要作用是放大天线从空中接收到的微弱信号，降低噪声干扰，以供系统解调出所需的信息数据，所以低噪声放大器的设计对整个接收机来说是至关重要的。

1.1.3主要应用领域

低噪声放大器可以使接收机接受的的微弱信号放大，并降低噪声的干扰，无失真的将信号放大传给下一级电路，是通信系统中重要的前端必备电路，因此低噪声放大器广泛应用于微波通信、GPS接收机、遥感遥控、雷达、电子对抗及各种高精度测量系统等领域中，是现代IC技术发展中必不可少的重要电路。

1.2低噪声放大器的研究现状

随着半导体器件的发展，低噪声放大器的性能不断提高，采用PHEMT场效应晶体管的低噪声放大器的在800MHz频段噪声系数可达到0.4dB,增益约17dB左右，1900MHz频段噪声系数可达到0.6增益为15dB左右。

微波晶体管是较晚开发的三电极半导体器件,由于其性能优越.迅速获得了广泛应用.并不断地向高频率、大功率、集成化推进.基本作用是放大器，已基本上取代了参放.部分地代替行数.在其它电路中也可使用,如:

混频器,倍频器,振荡器,开关等.目前,广泛应用及有前景的元件主要有以下五种.

◢BJT双极结晶体管是普通三极管向射频与微波频段的发展。

使用最多的等效电路模型是Gummel-Poon模型，之后出现了VBIC模型，MEXTRAM模型和Philips模型。

VBIC模型是Gummel-Poon模型的发展伸；MEXTRAM模型零极点少，故比Philips模型收敛快。

◢MOSFET金属氧化物场效应管在2.5GHZ以下频段应用的越来越多。

双扩散金属氧化物半导体DMOS是CMOS晶体管向高频的发展,侧面双扩散金属氧化物半导体LDMOS器件是大功率微波放大器件。

SPICE给出了双极型CMOS的非线性模型Bi-CMOS,Bi-CMOS模型包括了同一硅片上的BJTs,N型MOSFET和P型MOSFET.模型。

◢MESFET金属半导体场效应管是在GaAs基片上上同时实现肖特基势垒结和欧姆接触。

这是一个受栅极电压控制的多数载流子器件。

这种器件的非线性模型MESFET/HEMT由几个著名器件和软件厂商给出，还在不断完善。

◢HEMT（PHEMT和MHEMT）高电子迁移率器件在很多场合下已经取代了MESFET器件。

1980年提出的这种器件，近几年来才有大量工程应用。

PHEMT是点阵匹配的伪HEMT器件，MHEMT是多层涂层结构的变形HEMT器件，MHEMT器件发展潜力较大。

◢HBT异质结双极结晶体管是为了提高GaAsBJT的发射效率于1965年提出，经历了漫长的发展工程，而1985年出现的SiGeBJT最大结温Tj,max仅为155℃呈现出良好的微波特性。

自1988年以来，微波半导体器件的性能得到了迅猛的发展，增益高，噪声低，频率高，输出功率大。

技术的进步，模型的完整使得PHEMT器件成为2GHz无线电系统的主力器件。

不断出现的新材料带来微波器件材料日新月异发展。

SiC和GaN的发明已经使得FET实现大高功率器件，N沟道MOSFET有望担纲60GHz器件。

低噪声微波放大器（LNA）已广泛应用于微波通信、GPS接收机、遥感遥控、雷达、电子对抗、射电天文、大地测绘、电视及各种高精度的微波测量系统中，是必不可少的重要电路。

微波晶体管放大器还在向更高工作频率、低噪声、宽频带、集成化和标准化发展。

1.3本实验报告的主要研究内容和内容安排

本实验报告的将基于ADS仿真设计低噪声放大器，并优化电路结构，最终设计出符合各项指标基于ATF54143场效应管的低噪声放大器。

本文研究的主要内容安排如下：

◢分析一般低噪声放大器的基本结构和各项基本指标，低噪声放大器的一般设计过程。

◢选择本文设计的低噪声放大器的晶体管，并初步设计低噪声放大器的匹配网络和偏置电路，稳定性的解决方法。

◢利用ADS软件仿真设计低噪声放大器，并完成电路图的设计。

二、低噪声放大器的原理分析与研究

2.1低噪声放大器的基本结构

低噪声放大器由输入匹配网络、微波晶体管放大器和输出匹配网络组成。

低噪声放大器基本结构结构图，如图2.1所示。

图2.1低噪声放大器的基本结构

输入匹配网络和输出匹配网络作为放大器的匹配电路，用于实现放大器的最佳源匹配和共轭匹配。

一般采用电感，电容或微带线来完成匹配电路。

晶体管是放大器的核心器件，所有的外部电路都是为了实现晶体管的更好的发挥功能，实现放大器的低噪声，合适的增益和稳定性。

2.2低噪声放大器的基本指标

低噪声放大器的二端口网路的基本结构图，如图2.2所示。

图2.2二端口网络结构图

2.2.1噪声系数

噪声系数的定义为放大器输入信噪比与输出信噪比的比值，即：

NF=

（2-1）

对单级放大器而言，其噪声系数的计算为：

（2-2）

其中Fmin为晶体管最小噪声系数，是由放大器的管子本身决定的，Γopt、Rn和Γs分别为获得Fmin时的最佳源反射系数、晶体管等效噪声电阻、以及晶体管输入端的源反射系数。

对多级放大器而言，其噪声系数的计算为：

NF=NF1+（NF-1）/G1+（NF-1）/G1G+……（2-3）

其中NFn为第n级放大器的噪声系数，Gn为第n级放大器的增益

在某些噪声系数要求非常高的系统，由于噪声系数很小，用噪声系数表示很不方便，常常用噪声温度来表示，噪声温度与噪声系数的换算关系为：

Te=T0（NF–1）（2-4）

其中Te为放大器的噪声温度，T0=2900K，NF为放大器的噪声系数。

NF（dB）=10LgNF（2-5）

2.2.2增益

放大器的增益定义为放大器输出功率与输入功率的比值：

G=Pout/Pin（2-6）

从（2-3）的计算公式中可见，提高低噪声放大器的增益对降低整机的噪声系数非常有利，但低噪声放大器的增益过高会影响整个接收机的动态范围。

所以，一般来说低噪声放大器的增益确定应与系统的整机噪声系数、接收机动态范围等结合起来考虑。

2.2.3输入输出驻波比

低噪声放大器的输入输出驻波比表征了其输入输出回路的匹配情况，我们在设计低噪声放大器的匹配电路时，输入匹配网络一般为获得最小噪声而设计为接近最佳噪声匹配网络而不是最佳功率匹配网络，而输出匹配网络一般是为获得最大功率和最低驻波比而设计，所以，低噪声放大器的输入端总是存在某种失配。

这种失配在某些情况下会使系统不稳定，一般情况下，为了减小放大器输入端失配所引起的端口反射对系统的影响，可用插损很小的隔离器等其他措施来解决。

输入输出驻波比计算公式：

VSWR=

（2-7）

2.2.3反射系数

放射系数是端口输入电压与输出电压的比值，表达公式为：

=

（2-8）

当Γs=Γopt时，放大器的噪声系数最小，NF=NFmin，但此时从功率传输的角度来看，输入端是失配的，所以放大器的功率增益会降低，但有些时候为了获得最小噪声，适当的牺牲一些增益也低噪声放大器设计中经常采用的一种办法。

2.2.4放大器的动态范围（IIP3）

在低噪声放大器的设计中，应充分考虑整个接收机的动态范围，以免在接收机后级造成严重的非线性失真，一般应选择低噪声放大器的输入三阶交调点IIP3较高一点，至少比最大输入信号高30dB，以免大信号输入时产生非线性失真。

除以上各项外，低噪声放大器的工作频率、工作带宽及通带内的增益平坦度等指标也很重要，设计时要认真考虑。

2.3低噪声放大器设计设计的基本原则

2.3.1低噪声放大管的选择原则

对微波电路中应用的低噪声放大管的主要要求是高增益和低噪声以及足够的动态范围，目前双极型低噪声管的工作频率可以达到几个千兆噪声系数为几个分贝，而砷化镓小信号的场效应管的工作频率更高，噪声系数可在1分贝以下。

我们在选取低噪声放大器管通常可以从以下几个方面进行考虑：

1）微波低噪声管的噪声系数足够小工作频段足够高，晶体管的fT一般要比工作频率高4倍以上，现在PHEMT场效应管的噪声系数在2GHz可在0.5dB左右，工作频率高端可达到6GHz。

2）微波低噪声管要有足够高的增益和高的动态范围,一般要求放大器工作增益大于10dB以上,当输入信号达到系统最大值时由放大器非线性引起的交调产物小于系统本底噪声，对于ZXPCS大基站项目由于最大输入信号小于-44dBm，考虑到放大器13dB左右增益，我们选取了ATF34143场效应管它的增益可达15dB，OIP3为30dBm左右。

2.3.2输入输出匹配电路的设计原则

对于单级晶体管放大器的噪声系数，可以将表达式

（2-9）

化成一个圆的表达式，即等噪声系数圆。

圆上每一点代表一个能产生恒定噪声系数NF的源反射系数。

如要获得需要的噪声系数，只要在圆图上画出对应于这个噪声系数的圆，然后将源阻抗匹配到这个圆上的一个点就行了。

实际设计中由于要兼顾到放大器的增益，通常我们不取最小噪声系数。

在对放大器进行单项化设计时（假定S12＝0），转移功率增益GT可以由如下公式表示：

GT=G0G1G2（2-11）

其中G0=

，G1=

，G2=

，对于特定的晶体管S11、S22是确定的，不同的源反射系数Γ1和负载反射系数Γ2，可以构成恒定增益圆，设计时只须将源和负载反射系数分别匹配到相应的圆上，便能得到相应的增益。

将恒定增益圆与等噪声系数圆结合起来设计，便能得到比较理想的结果。

另外设计中还要注意增益平坦设计主要是高端共轭匹配，低端校正，一般还需在多个中间频率上进行增益规定性校验，在高频应用时由于微波晶体管本身的增益一般随着频率的升高而降低，为了保证电路在低频率段的增益恒定和稳定性可以考虑在输入输出端采用高通匹配方式。

在以上的讨论中我们忽略了晶体管的反向传输系数，实际中微波场效应晶体管和双极性晶体管都存在内部反馈，微波管的S12就表示内部反馈量，它是电压波的反向传输系数。

S12越大，内部反馈越强，反馈量达到一定强度时，将会引起放大器稳定性变坏，甚至产生自激振荡。

微波管的S21代表电压波的正向传输系数，也就是放大倍数。

S21越大，则放大以后的功率越强。

在同样的反馈系数S12的情况下，S21越大当然反馈的功率也越强，因此S21也影响放大器的稳定性。

一个微波管的射频绝对稳定条件是：

（△=|S11*S22-S12*S21|）（2-12）

，

K称为稳定性判别系数，K大于1是稳定状态，只有当式中的三个条件都满足时，才能保证放大器是绝对稳定的。

实际设计时为了保证低噪声放大器稳定工作还要注意使放大器避开潜在不稳定区。

为改善微波管自身稳定性，有以下几种方式：

1）串接阻抗负反馈

在MESFET的源极和地之间串接一个阻抗元件，从而构成负反馈电路。

对于双极晶体管则是在发射极经反馈元件接地。

在实际的微波放大器电路中，电路尺寸很小，外接阻抗元件难以实现，因此反馈元件常用一段微带线来代替，它相当于电感性元件的负反馈。

2） 用铁氧体隔离器

铁氧体隔离器应该加在天线与放大器之间，假定铁氧体隔离器的正向功率衰减微为，反向功率衰减为，且1，1。

则

＝

0为加隔离器前的反射系数，为加隔离器后的反射系数。

用以改善稳定性的隔离器应该具有的特性是：

（1）        频带必须很宽，要能够覆盖低噪声放大器不稳定频率范围；

（2）        反向隔离度并不要求太高；

（3）        正向衰减只需保证工作频带之内有较小衰减，以免影响整机噪声系数，而工作频带外，则没有要求。

（4）        隔离器本身端口驻波比要小。

3）稳定衰减器

型阻性衰减器是一种简易可行的改善放大器稳定性的措施，通常接在低噪声放大器末级输出口，有时也可以加在低噪声放大器内的级间，由于衰减器是阻型衰减，不能加在输入口或前级的级间，以免影响噪声系数。

在不少情况下，放大器输出口潜在不稳定区较大，在输出端加型阻性衰减器，对改善稳定性相当有效。

三、低噪声放大器的设计

3.1放大器设计的主要流程

3.2低噪声放大管的选择

低噪声放大器（LNA）是射频微波电路接收前端的主要部分，由于他位于接收机的最前端，要求他的噪声越小越好，但又要求有一定的增益，最小噪声和最大增益一般不能同时满足，获取最小噪声和最大功率是矛盾的，一般电路设计总是选择折中的方案来达到设计的要求，以牺牲一定的增益来获得最小噪声，而在射频微波通信电路中，需要处理微弱的射频微波信号，因此，讨论合适的低噪声放大器电路的设计具有非常实际的意义。

对微波电路中应用的低噪声放大管的主要要求是高增益和低噪声以及足够的动态范围，目前双极型低噪声管的工作频率可以达到几个千兆噪声系数为几个分贝，而砷化镓小信号的场效应管的工作频率更高，噪声系数可在1分贝以下。

我们在选取低噪声放大器管通常可以从以下几个方面进行考虑：

1）微波低噪声管的噪声系数足够小工作频段足够高，晶体管的fT一般要比工作频率高4倍以上，现在PHEMT场效应管的噪声系数在2GHz可在0.5dB左右，工作频率高端可达到6GHz。

2）微波低噪声管要有足够高的增益和高的动态范围,一般要求放大器工作增益大于10dB以上,当输入信号达到系统最大值时由放大器非线性引起的交调产物小于系统本底噪声，对于ZXPCS大基站项目由于最大输入信号小于-44dBm，考虑到放大器13dB左右增益，我们选取了ATF34143场效应管它的增益可达15dB，OIP3为30dBm左右。

安捷伦公司的ATF54143是一种增强型伪高电子迁移率晶体管（E-pHEMT），不需要负栅极电压，与耗尽型管相比较，可以简化排版而且减少零件数，该晶体管最显著的特点是低噪声，并具有高增益、高线性度等特性，他特别适用于工作频率范围在450MHz～6GHz之间的蜂窝／PCS／wCDMA基站、无线本地环路、固定无线接入和其他高性能应用中的第一阶和第二阶前段低噪声放大器电路中。

本设计采用安捷伦公司的ATF54143，ATF54143是一种增强型伪高电子迁移率晶体管（E-pHEMT），具有噪声低，增益高，线性范围大等特点，是做2GHz频率低噪声放大器的很好的选择。

查阅ATF54143的datasheet文件可知它的封装模型：

与典型的D-pHEMT不同,ATF45143并不需要在门级上加负电压偏置,而是在门级加正电压偏置。

因此,atf54143的偏置电路更像是双极型晶体管的偏置电路。

但是与一般的双极型晶体管不同,它的偏置电压不是0.7v,而是工作在大约0.6v。

其封装模型如图3.1所示。

图3.1ATF54143的封装模型

ATF54143的特征：

1.高线性度

2.增强型技术

3.低噪声系数

4.优异的稳定性

5.800微米栅极宽度

6.低成本的表面小封装SOT_343

7.带盘式包装选择

在本设计中选用的典型工作点为：

VDS=3V,IDS=60mA。

3.3稳定性计算

稳定判别公式：

（△=|S11*S22-S12*S21|）（3-1）

查看Datasheet计算出在f=2.017GHz附近时的K值，此时管子的S参数如下：

S11=-0.603-j*0.119

S12=0.052+j*0.034

S21=2.135+j*6.936

S22=-0.075-j*0.145

K=0.812，K<1，可知该管子在该频率附近不是绝对稳定的，由于AFT54143在工作频段内不是绝对稳定的，为了提高放大器的稳定性，可以在输出端并联一个100Ω的电阻。

为确保ATF54143在尽可能宽的频带内保持稳定，这里采取源极引入串联感性反馈的方法，电感采用一段很细的微带线来代替。

在源极串联电感后，可以增加晶体管双端口网络输入阻抗的实部，而虚部基本保持不变，使其逐渐与最佳噪声匹配的阻抗重合；另一方面，增加一个无源元件不会使晶体管的噪声性能恶化其反馈量对于带内带外的电路增益、平稳性和输入输出回波损耗有着巨大的作用。

在实际电路源端电感要做适量的调节。

放大器PCB板的设计考虑到源端的电感量是变化的。

当每个源端与微带相连时，沿着微带线的任何一点都可以连接到地端，要得到最低的电感值，只需在距元件源端最近的点上将源端焊盘与地端相连，并只有非常短的一段蚀刻。

放大器的每一段源端蚀刻与相应的地端相连的长度大约有0．05英寸（是从源端边缘与其最近的第一个地过孔边缘间测得），剩余并末使用的源端蚀刻可切断除去。

通常，过大的源极电感量值所带来的边缘效应表现为超高频端的增益值出现峰化及整体的合成振荡。

为避免这种情况，在初始LNA的设计原型阶段，尽量准确地确定源端电感的量值，并且仿真中也要调节源端电感量的大小，找出最优值优化LNA性能。

3.4输入输出匹配电路电路设计

射频输入端匹配在低噪声放大器设计中通常都起着关键性的作用。

其不仅仅被用于获得低的噪声系数，同时它还可以用于获得更高的IIP3，更高的增益以及输入回波损耗。

另外，由于在某些收发信机系统中在低噪声放大器前面通常会有一个滤波器，差的低噪声放大器输入回波损耗会恶化滤波器的性能，从而影响整个系统的性能。

因此，输入端匹配的目的就是在保持较好的增益和IIP3的同时获取更好的回波损耗和噪声系数。

由于ATF54143管子在工作频带内的良好的低噪声系数性能，在NF<0.8dB条件下可以在设计输入匹配中选用共轭匹配，所以在本低噪声放大器中选用共轭匹配的输入网路。

输出匹配网络一般是为获得最大功率和最低驻波比而设计，故在次设计中我们采用输出共轭匹配网络。

3.5偏置电路

射频有源电路通常都需要提供直流供电网络，使射频有源器件能工作在特定的电压电流下，在晶体管放大电路中，偏置电路为晶体管提供合适的静态工作点，如果偏置电路设计不当，会影响电路的功率增益、噪声系数，甚至会导致放大电路的不稳定。

安捷伦公司的ATF54143是一种增强型伪高电子迁移率晶体管（E-pHEMT），不需要负栅极电压，与耗尽型管相比较，可以简化排版而且减少零件数，在此设计中栅极和漏极采用同一电源提供工作电压。

直流偏置电路为放大器提供合适的电压和电流，使得晶体管工作于要求的静态工作点，并在晶体管参数和温度变化的范围内，保持静态工作点的恒定。

根据器件特性选择最佳条件，这里选取ATF54143的典型直流工作点参数：

Vds=3V，Ids=60mA；偏置的方式采用了电阻偏置，它有较好的温度稳定性。

其中Vdc是馈电电压，其值选5V；Vds是ATF54143的漏源工作电压，大小为3V；Ids是ATF54143静态工作点所需的漏极电流，大小为60mA。

当Vgs=0V，漏极只有少量的电流通过，只有当Vgs≧Vto（栅极门电压）时漏极才有电流通过。

当Vds=3V，Vgs=0.6V时，漏极电流约60mA。

在datasheet中已经标出最小和最大的Vgs电压。

通过电路分压，从馈电电压Vdc分别使Vds=3V，Vgs=0.6V，实现ATF54143工作于工作点。

3.6电路中需要注意的一些问题

在低噪声放大器的设计中，应充分考虑整个接收机的动态范围，以免在接收机后级造成严重的非线性失真，一般应选择低噪声放大器的输入三阶交调点IIP3较高一点，至少比最大输入信号高30dB，以免大信号输入时产生非线性失真。

在以上的讨论中我们忽略了晶体管的反向传输系数，实际中微波场效应晶体管和双极性晶体管都存在内部反馈，微波管的S12就表示内部反馈量，它是电压波的反向传输系数。

S12越大，内部反馈越强，反馈量达到一定强度时，将会引起放大器稳定性变坏，甚至产生自激振荡。

微波管的S21代表电压波的正向传输系数，也就是放大倍数。

S21越大，则放大以后的功率越强。

在同样的反馈系数S12的情况下，S21越大当然反馈的功率也越强，因此S21也影响放大器的稳定性。

一般对于低噪声放大器采用高Q值的电感完成偏置和匹配功能，由于电阻会产生附加的热噪声，放大器的输入端应尽量避免直接连接到偏置电阻上。

用于低噪声放大器的印制板应具有损耗小，易于加工，性质稳定的特点，材料的物理和电气性能均匀（特别是介电常数和厚度），同时对材料的表面光洁度有一定要求，通常我们可以采用以FR-4（介电常数4~5之间），为基片的板材，如电路要求较高可采用以氧化铝陶瓷等材料为基片的微波板材，在PCB布板中则要考虑到邻近相关电路的影响，注意滤波、接地和外电路干扰问题设计中要满足电磁兼容设计原则。

四、设计目标

本实例采用的是高电子迁移率晶体管ATF54143芯片进行低噪声放大器设计。

设计目标如下：

◢工作频率2.4~2.5GHzISM频段

◢噪声系数NF<0.7

◢增益Gain>15

◢VSWRin<1.5,VSWRout<1.5

五、ADS软件仿真设计和结论

5.1ADS仿真设计

5.1.1直流分析DCTRacing

设计LNA的第一步是确定集体管的直流工作点.

图5.1.1直流偏置曲线

由上图可知，在2GHz时，当V=2v且I=20mA时，F接近最小值。

增益约为16dB，因此就把该点作为晶体管的直流工作点。

5.1.2偏置电路的设计

设置好偏置工作点后，我们得到电路原路图如下：

图5.1.2偏置电路原理图

从上图可知，R2和R4的电阻值不是常规标称值，它们仅仅是理论计算的结果。

后面会用相近的常规标称值电阻代替。

5.1.3稳定性分析

进行S参数设计的仿真，需要添加很多的控件。

另外，放大器的直流和交流通路之间要添加射频扼流电路，它实际上是一个无源低通电路，使直流信号能够传输到晶体管引脚。

具体的电路由于集成到总电路里面，这里的相关电路最后给出结果。

在此时，整个电路在低频端