财务知识小功率开关电源的经济效益提升方案最全版文档格式.docx

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图二为RCC方式的基本原理图，当加入输入电压Vin（电阻连接Tr1的基极），电流Ig流过RG，Tr1开始导通，此时Ig为启动电流。

开关管Tr1的集电极电流Ic波形如图三，壹般的，必须从0开始启动。

Ib变得越小越好。

图二：

RCC基本原理图

图三：

开关管集电极Ic波形图

Tr1壹旦进入导通状态，变压器P1绕组已经加上了Vin，因此P2绕组为按照各个的圈数比所形成的电压为：

Eb=（Nb/Np）Vin

这个电压更因在Tr1导通时，极性相同，因此Tr1在导通状态时能继续维持，此时基极电流Ib为：

Ib=[（Nb/Np）*Vin—（Vf+Vbe）]/Rb

像定电流般的继续流动。

其实，Tr1的集电极电流Ic=Vin*T/Lp，Ic随时间成比例增大。

在Ton期间，Tr1呈饱和状态，hfe≥（Ic/Ib）（hfe：

直流电流放大率。

）见图4所示。

图4：

集电极电流Ic1波形

○选择基极电阻Rb的重要性

前面的工作说明是在输出电压稳定后的初期状态。

此线路的开关管基极的驱动条件极为重要，例如：

输入电压Vin上升，则Ib也增加，Ic同时跟着增加，也就是说Tr1导通时间增长。

反之，若输入电压Vin下降，未达到必要的Ic，则Tr1不能导通，如此Tr1的直流电流放大率hfe也需要考虑，最低的输入电压由Ib流过的基极电阻Rb来决定。

如何决定P2线圈的匝数？

若开关管Tr1截止时，（如图5）开关管射极和基极间加上逆向电压，则使用的三极管的Veb（max）决不可超过以下条件：

Nb/Ns<

Veb（max）/（vo+vf）

图5：

Tr1截止时波形

Rb有电流流过，变成像图6的方波。

图6：

RCC的脉动波形

求Rb所损失的功率PRB

其中为开关管导通时间，T为开关振荡周期

在实际设计中，此PRB因为很大，不能被忽视，且是全体转换效率降低的最大因素。

○定电压工作的结构

经过壹段时间后：

侧输出电压上升，此时图2的C2的端电压也依输出电压Vo的比例上升，也就是说，Tr1在截止期间，所积的能量就放出。

D3给C2的充电电流和IS同时流动，则P2线圈和S1线圈的电压和圈数比的关系如下：

其中VF3，VF4为D3，D4的正向电压，当VC变化时，VO也跟着变化。

VC的端电压上升，稳压二极管D1导通，则Tr1的基极电流下降，加速Tr1的截止。

以电压的关系来见，D1的电压VZ为

VZ=VC+VBE

所以VZ和的比取决于输出电压Vo。

总之，这个稳定电压的精度直接受输出电压精度的影响，即用温度系数良好，5~6V的稳压二极管。

只是变压器的各组线圈的电阻，使电压下降，或D1的工作电阻D3的正向电压VF的变化等因数的影响，实际上无法得到横高的精确度。

原来Tr1的逆偏压VEB也被涉及，实际上，也是由D1的其纳电压VZ来决定的。

○启动时，集电极电流的控制

在定电压动作期间，VC的端电压很小，Tr1的基极电流未被限制，即集电极电流由IB和hFE来决定。

其实开关管的hFE在制作时，差值很大，环境温度也会有很大的变化，因此，若没有任何的限制时，集电极电流会大大的流失。

对线路本身，有很多的损害，为防止此原因，则增加Tr2，R1和RSC。

也就是说Tr1的发射极电流增大，Tr1的基极电流下降，Tr1的导通时间件短，使输出电压下降，进行稳定化作用。

总之，IE1的最大值不能超过RSC所决定的值。

图8为此说明图例

图7基本的电流检测控制电流图8设计实例

RCC振荡常数（频率）的解析

在这里，必须要了解RCC工作的振荡频率和占空比。

○占空比D：

如图9，依次绕线数NP的流出电流为

t=tON的最大值i1P而得到

二次回路的电流最大值i1P，依变压器的基本原理：

图9：

RCC电路的电流波形

二次电流因i2P随率衰减，则瞬间值为i2

RCC方式的初期条件，当t=tOFF时，i2=0

以i1P式中的tON代入而求得tOFF：

所之上式成立

下面求占空比D：

此时e1=VIN-VCE（sat），e2=VO+VF代入上式

成为较实用的公式

○如何求振荡频率f：

由于壹次侧和二次侧的电量相等的条件，

1/2L1*I1P*f=IO*e2

依此求得

由此演变，可求得振荡频率f，

由之上俩个结论公式，RCC方式的工作就应该很明了了。

⑴占空比D和输入的电压成反比，VIN增大，D变小，也就是说

tON变短

tOFF不会变

⑵占空比不受负荷电流的影响。

⑶占空比随变压器壹次侧电感量LP变大而增加，二次侧电感量LS的增大而减小。

⑷振荡频率f随输入电压VIN上升而上升，和负载电流成反比例而下降。

⑸振荡频率f随LP，LS成反比下降。

之上结果和实际结果非常壹致。

变压器的设计

○求壹次线圈NP匝数

变压器的设计方式，最先求壹次线圈的圈数（匝数T）

依RCC的设计方式，图10为铁心（磁体CORE）的B-H曲线，±

Bm之点为饱和点，此点的磁通密度称为饱和磁通密度。

图10磁B-H曲线图11B-H曲线的温度特性图12Il的电流波形

壹次绕组的求解公式如下：

tON：

最大值为T/2VIN：

P1线圈的电压

B：

磁体的磁通密度A：

磁体的有效截面积

若磁体的材质为ferrite磁体，如图11，温度的变化，使最大的磁束磁通密度Bm产生变化，也就是说，依实际的工作条件的Bm特性求得，在100℃的Bm为3500~4000（Gauss高斯），范围很小，大约用20~30%的值，去估计使用。

若在过流状态下，tON会很大，磁体仍在此范围内，此过度状态是因磁体未达到饱和的缘故。

○电感值的计算：

当输入电压VIN最小的占空比用1/2法去设计时，Il像（图12般）的碎波，输出功率为PO，功率转换效率为η，壹次侧电流的平均值为Il（ave），最大值为Ilp，

壹次绕组的电感LP为

○其它线圈的计算

二次电流的峰值（peak）I2P，对于输出电流IO的关系如下：

二次绕组的电感量LS为：

如果这里tON=tOFF=2/T的条件，则2次绕组的圈数为：

下式中VF为二次整流二极管的正向压降，其中VS=VO+VF

求解得

开关管基极驱动绕组NP2的计算：

因Tr1的VEB条件:

之上各绕组匝数已经决定,输出侧因线路电压降（linedrop）的发生,实际的圈数有必要比之上值稍多.

因实际磁导率的关系,必须加入气隙（Gap）

RCC方式的变压器,在求壹次侧匝数时,磁通密度为必要的条件,即之上的计算方式,较电感的实际值,通常要大壹些.在固定的输出功率下,振荡频率f太低的结果,会导致磁饱和.因此,当磁体的实际导磁下降时,电感值非减到必要值不可,用实际的EE、EI磁体,则像图13壹样,插入气隙（Gap）.

图13气隙的描述

气隙的求法如下：

这里要求的Lg为磁回路内合计的气隙的厚度,故中心孔（centerHole）和外部俩地方,同时把距离（space）插入,也就是说气隙纸的厚度为Lg/2.

气隙纸的材质,只要是绝缘的物质就能够,这种纸,因温度的关系,厚度会改变,通常壹Mylar纸或bakelite板来使用。

（垫纸在低频时有可能出现噪声，稳定性也不是很理想。

采用磨的方法比较好，可是磨的话在变压器工艺上会比垫纸困难。

）

变压器绕线结构

变压器会因为线圈的绕线方式而在特性上有很大的差别，特别是壹次绕组NP1和二次绕组NP2间的结合度，非注意不可。

结合度是壹次绕组所发生的磁束，比起2次侧线圈来诱导时，没有被诱导的部分称为磁漏（leakageflux）（这句就是我们所说的漏感，即由于初、次级间，匝和匝之间，磁通不能完全偶合而出现的漏感。

要使结合度上升，对于绕组的结构，有下列俩点必须注意。

⑴各绕组要绕满

圈数若少的话，只绕壹半时，可将每圈都把间隔加大，或把线径减小，2~3条线壹起绕也有效，如图14。

图14图15

⑵如图15，三明治的多层分割绕法。

绕组的顺序为：

最初从壹次绕组NP1绕起，其次是2次绕组NS，普通最后由基本绕组完成。

在此，则由壹次绕组NP1再绕壹次，和底层的NP1且列，再接在壹起。

其他绕组：

用NP1和NP、夹着之故，壹次绕组及其他绕组间的结合度就回提高。

漏感电感的影响

变压器要完全100%偶合是不可能的，尤其是RCC方式，因设有很大的气隙，漏感必然增加。

如图16所示，T型等效回路的Le1，Le2的漏感就产生了。

图16

当壹次和2次电流流动时，能量就开始积蓄，若其他的绕组未偶合的话，壹次侧的能量就无法完全转移到2次侧，则变压器在Tr1截止的瞬间会发生很大的逆电压，和Tr1的集电极电压叠加在壹起。

抑制逆电压的吸收（snabber）电路

图17

图17中，在NP1绕组俩端，加入由二极管，电容构成的电路。

漏感电感Le1积蓄的能量为P1，振荡频率为f，

Tr1在截止时发生的逆电压为puese，若在电容的直流电流，就被R抵消掉。

P1由上式公式来决定，电阻值增加，则电压就会生高。

电阻值低，电压就会下降。

但VC和2次绕组NS和输出电压VO有关。

反激电压Vf，

这样低的电阻值就会将损耗增大。

变压器的漏感或因输出功率所引起的积蓄能量而起变化，所以这里的电阻约为10-50K最合适。

滤波电容的决定方法

○纹波（ripple）电流为主要参数

RCC方式，设计时的重点在输出侧，滤波电容的纹波电流，2次侧在开关管截止期间流通，因电流波是三角波，因此纹波电流的实际值显的更大。

当电解电容因纹波电流的流通，由于内电阻而产生损耗，因此内部温度上升，此为电容寿命缩短的原因。

电解电容在最高温度使用时，顶多能保证2000小时的寿命，当温度上升10℃，则寿命将减半。

受周围发热物的热度影响的同时，纹波电流本身发热的抑制工作非常重要。

因此纹波电流的最大值必须加以规定。

高频用电容，因内电阻很低，所以case，sige比较大

表1图18

表1为电容器的纹波电流和case，sige的比较。

○纹波电流的大小

纹波电流的波形如图18，用直流bias得到的波形，也就是说：

壹个周期分成了3段期间，求实际值之后再合且计算。

有关其时间的推导如下：

第壹期间，电流的瞬时值i1为：

从之上条件，第壹期间的纹波电流Ir1，而求得以下公式。

其中

第二期,同第壹期同样计算:

（i2=i1）

第三期（i3=IO）

三期的值的合且计算:

虽然计算过程繁杂,但且不难,最后若能把公式记起来,在实际设计上就足够了.

又tON=tOFF,占空比为0.5的条件,IP=4IO之故,若记得Ir=1.3IO的话,简单的电容的纹波就能够求得.

若在实际设计时,最好选比此值之上的容许纹波电流的电容,因壹只电容不够时,可多接几个。

反馈时的定电压控制

实际上，广被应用的RCC方式的开关电源变换器直接监视输出电压，开关转换的频率或导通期间使定电压能控制在图形之内。

若不如此，光靠基本电路则电压的精确度就不好，造成很多电路不能动作。

稳压器（shuntregulator）的控制回路由可调稳压调整（programableshuntregulator）和光电偶合器（photocoupler）构成，例如TL431是3断的可调稳压调整器。

如图19，内部有壹个QP-AMP和基准电压Vref。

图19图20

基准电压Vref≥2.7V之故，REF的端子电压变成Vref时，就产生电压工作。

如图20所示，导出输出电压Vo为：

因此

实际在零件的容量也考虑时，插入可边电阻，就能够设定细微的电压，当输出电压Vo上升时，不但TL431的cathode电极（K）的电压低下，流国photocouplerPC1的发光二极管的电流就增大，如此，对应photocoupler的光敏三极管的Ic电流也增加，也会流过大量的集电极电流，因此截止开关管的Tr1的基极电流，Tr1的电流被分散，也就是Ib1就减小了。

若Tr1的基极电流减少，则小集电极电流无法流过去，极短的导通时间后就变为截止。

因此，要流入变压器的电流就减少，致使输出电压的降低。

光电偶合（photocoupler）的特性

Photocoupler就是使电压变化而来的信号，用线性（linear）方式传导，经过壹段时间的变化，故意让电流传导特性劣化，直接和发光二极管连接的电阻非十分低不可。

如图21表示，photocoupler的传导特性。

图21

对handing的考虑

对于因电压节制的返回系统来说，photocoupler的慢性回应（Trr）也包含在内，而发生相位延迟，定电压节制本体也是负返回节制，因为有180度的相位，更因重复有180度的相位延迟，使相位转回360度，使它振荡起来。

开关调整器称它为handing，绝对要抑制症状。

Handing是因为频率的相位延迟180度之故，在对策上如图22所示，能够施以用误差放大器TL431来做正相位补偿，其方法能够数KHZ之上的多余物不产生。

在此OPAMP的交流回归工作，在coathode和REF端子间加上和CR连接的东西，C为0.047~0.22uF，R为470Ω~10KΩ的范围当成基准。

对于间歇间的振荡也要注意，若输出电流减少时，类似handing的间歇性振荡也会发生，如图23所示，在壹段期间不但switching接着的壹段时间则swithing完全停止的症状，照片2则是实际的波形例子。

图22图23照片2

这是因为switchingtransistor（开关管）的基极的驱动电流过大，使linear无法控制而发生，所以不使电流过多流失，像图24，在输出直接加入电阻，如它像平常壹样的流动电流，这个电阻称为breeder电阻。

（此值壹般取满载的0.02左右电流做为计算）

图24

过流保护

要保护哪里的电流呢？

因为输出短路或过负载的异常现象，为防止电源内部零件的破损，不得不设置过电流保护。

在RCC方式时，目的在防止启动电流过大，壹次绕组必须设计电流控制回路，像这种利用来过过流保护是很平常的。

不过输出电流和壹次绕组的switching电流完全没有比例的关系，基本线路的电流控制特性为可保护瞬间的短路。

短路电流是非常大的，除此之外，输出电压变化时，像图25般的工作也会产生。

当输入电压上升，则switching的频率就提高，对同样的输出功率，因很小的壹次电流要使Reak值达到，电流控制的工作点就提高，而成为shift。

图25图26

过电流保护特性的改善

这些问题的解决方法如图26的电路，过电流的检出可利用switchingtransistor的emitter电阻的压降，这里的波形因为是三角波，控制transistor的base接着0.1uF的电容。

从base线圈开始稳压二极管DZ和R，再经过C和R，按输入电压的比例的电流，去控制三极管Tr2的基极电流大小。

当输入电压上升时，这个电流增加，使Tr2的基极产生正向偏压，而有小的switching电流，Tr2的驱动电流就被分散，极短的导通时间，三极管就被转换为截止状态，如照片3。

照片3

当过电流工作时，和输入电压同时，因基极线圈的逆电压也下降，控制Tr2的基极偏压也就变得很小，促使Tr2流动方向工作起来，这样的动作，就能够防止输出短路电流流量过大。

这个线路的计算非常繁杂，可参考图上的常数。

多组输出电源的实用设计实例

在此按输入输出规格，用实际的数值去计算，来试见线路的饿设计。

要求如下：

输入电压：

85~110V

输出电压：

+5V5A+12V1A-12V0.3A

基本线路的参数（parameter）的计算

线路图如下：

输入整流的最小电压为：

这样来见，在输入为100V时，工作频率应该在20kHZ

占空为0.5来设计

计算输出功率：

假设效率为70%来计算，壹次侧输入功率为：

所以，输入的平均电流I1为：

又因为占空为0.5，相关的开关电流的最大值I1P为I1的4倍得：

计算变压器：

按之上条件，来计算变压器的壹次绕组NP1和电感LP1，

因为功率在58W，所以选择EI40变压器，查参数表Bm为4800（GAUSS），余量可充分见到磁通密度

△B=2700（GAUSS），Ae=1.48cm2

LP1为

计算气隙：

磁芯磨0.33mm每边。

变压器2次侧的计算：

2次侧的圈数

+5V的圈数N5，当toff期间的电流为，I5P为：

电感值为：

圈数为：

求+12V圈数（和5V的比例来求）

输出电压实测在13V，这是因为+5V线路来比较，12V因此=11T左右就能够得到12V。

其次，-12V输出上有3端稳压，整流电压需要18V。

见余数应该在18T。

最后计算基本线圈NP2，以最低输入约6V的正向电流来计算。

下图为变压器的常数。

图28

回路常数的计算：

之上变压器参数的计算已经完毕，基本电阻RB的求得为：

（即使在最低输入电压时，也有基本电流余量能够供应）设IB（min）=0.5A时

因此RB取6.8Ω，VRS为电流检测电阻0.47Ω的压降。

输出侧整流滤波电容纹波电流，以简易的1.3倍输出电流则求得：

Ir5=1.3*IO=6.5A

Ir5=1.3*IO=1.3A

Ir5=1.3*IO=0.39A

在大电流输出的时候，采用多个电容且联输出。

在制造时的特性：

之上设计以图27的线路为参考，且测定而成基础

照片4为图29的特性。

输出若为复数的回路时，且非能得到理想的波形，像图形d，+5V输出的电流波形被损坏，又开关三极管的特性为t=0.3us程度时，集电极损失约2.5W，全体的功率变换效率η，输入为57.5W时

以此方法得到的数值，想必是很好的结果。

之上为照片4

图29图30

输出电压的定电压精度，且没有表示+5V电路完全变动，因为+12V没有完全反馈控制，使输出电流的小部分有少许不好，这种问题产生时，如图30，能够用2线检测的方法来补偿交叉调整性。

可是+5V的电压精度的变化是必须去了解的。

输出纹波在15mV时，在实际应用上应该为障碍，由照片g能够观测出speaknoise，若将消除commonmodenoise的电容接在金属外壳后，该有壹半的Noise可被消除。