D类功率放大器DOCWord文档下载推荐.docx

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这三类功率放大器的功率均达

不到题目要求。

方案二：

采用D类功率放大器。

D类放大器利用脉宽调制技术，把模拟音频信号的幅度调制为一系列矩形脉冲的宽度，再通过功率输出管进行放大，最后经过LC低通滤波器后输出音频信号。

输出功率管工作在开关状态，损耗小，效率高，理论上可以达到100%，实际电路也可以达到80%-90%。

比较后，选择D类功率放大器。

1.1.2高速开关电路

1）输出方式

采用推挽单端输出方式，如图所示，电路输出信号的峰-峰值不可能超过电源电压Vcc，输出功率难以提高。

选用H桥的输出方式（如图所示）。

此方式浮动输出载波峰-峰值可达2Vcc，充分利用了电源电压，有效提高了输出效率，故选用这种电路形式。

2）驱动方式

通过三极管构成反向器电路，互补的两路信号分别驱动两个推挽结构，输出两路驱动信号PW1和PW2，送往开关功率管进行开关控制。

使用推挽结构目的是在短时间内提供较大电流。

实际中，对该电路进行了测试，发现两路PWM信号波形不互补对称，偏差较大，而未经反向的波形良好，反向后的高电平时间变窄约1.5us（为反相器上跳变响应延时），下跳变时间正常。

不能满足控制需要。

利用反向器集成芯片74HC14实现PWM信号的反向，输出两路互补的驱动信号PW1和PW2，送往开关功率管进行开关控制。

为提供较大驱动电流，将反向器并联使用，实际测试中测得信号的高低电平转换的延时时间约为500ns,且两路信号互补对称。

方案三：

利用反向器集成芯片74HC14实现PWM信号的反向，互补的两路信号分别驱动两个推挽结构，输出两路驱动信号PW1和PW2，送往开关功率管进行开关控制。

为提供较大驱动电流，将反向器并联使用。

方案三综合了前两个方案的优点，实际测试中效果良好，信号的高低电平转换的延时时间约为200ns,且两路信号互补对称。

比较后，选择方案三。

1.1.3滤波器的选择

利用两个相同的二阶Butterworth低通滤波器，缺陷是负载上的高频分量的电压没有得到充分衰减。

利用四个相同的二阶Butterworth低通滤波器，在保证通频带的前提下使负载上的高频分量的电压获得较为充分的衰减。

比较后，选择方案二。

2单元电路设计

2.1D类功率放大器电路

2.1.1D类放大器的工作原理：

原理框图如下，

脉宽调制器由三角波发生电路和比较器两部分组成，其工作过程可由图表示：

即通过比较器实现三角波对正弦波的脉宽调制，获得脉宽与输入信号幅度成正比的调制信号。

2.1.2三角波发生电路

如图所示为三角波发生电路，该电路采用NE5532和高速精密电压比较器LM311来实现（电路如图所示）。

NE5532具有较宽的频带和转换速率（摆率），能够保证产生线性良好的三角波。

载波频率的选定既要考虑抽样定理，又要考虑电路实现，选择150kHz的载波，使用四阶ButterworthLC滤波器，输出端对载频的衰减大于60Db,能够满足题目的要求，所以我们选择载波频率为150kHz。

电路参数的计算：

我们把NE5532的5脚和LM311的3脚的电位通过Rt1和Rt2分压设定为2.5V，同时设定输出的对称三角波幅度为1.5V。

若选定Rt5为68kΩ，并忽略比较器高电平时在Rt6上的压降，则Rt4的求解过程如下：

得

取Rt4为43kΩ

工作频率的确定主要从两个方面考虑，一方面，作为载波的三角波的工作频率越高越有利于提高调制信号中的基波分量，而调制信号中基波分量的多少将直接影响着功率放大器的效率的高低；

另一方面，考虑到器件电平转换的时延，较高频率的三角波也是较难做到的。

综合考虑以上两点，我们选定工作频率f=150kHz,并设定RWt+Rt3=15kΩ,则电容C3计算过程如下：

对电容的恒流充电或放电电流为

则电容两端电压值为

其中T1为半周期，T1=T/2=1/2f。

的最大值为3V，则代入可得

取CF=220pF，Rt3=6.8kΩ,RWt采用200kΩ可调电位器。

便于调节发生三角波的频率为150kHz。

2.1.3比较器:

选用精密、高速比较器LM311，电路如图所示，在单电源供电的情况下，由两两相等的电阻Rp1和Rp2,Rp3和Rp4分压提供2.5V的静态电位，取Rp1=Rp2=68kΩ，Rp3=Rp4=68kΩ。

由于三角波幅度为1.5V，所以音频信号的幅度不能大于1.5V，否则会使功放产生失真

正弦波电压及频率

三角波电压及频率

经LM311比较器后波形

2.1.4音频信号前置放大器：

NE5532频带较宽、转换速率（摆率）较快，适合用于对音频信号的放大。

输入电阻要求大于10kΩ，故可取Ra1=Ra2=68kΩ,则Ri=68/2=34kΩ,电压增益通过反馈电阻调节，采用电位器RWa1,取RWa1=50kΩ，那么银牌信号前置放大器的最大增益Av为

Av=RWa1/Ra3=12.8

2.1.5开关放大电路：

电路实现如图所示，由驱动电路和H桥互补对称输出电路组成。

1）驱动电路：

具体实现见图，将PWM调制信号变换为互补对称的驱动信号PW1和PW3，将施密特触发器74HC14并联运用以获得较大的驱动电流，为保证快速驱动，再用晶体三极管对管组成的推挽结构构成输出管。

选用HC系列主要考虑到其转换速度较高且可提供较大电流的特点，晶体三极管选用8050和8550对管。

2）H桥互补对称输出电路：

对于MOSFET的要求是导通电阻小，开关速度快，开启电压小。

IRF540和IRF9540MOS对管的参数基本满足上述要求，故采用之。

互补PWM开关驱动信号交替开启Q1g和Q4g或Q2g和Q3g,再分别经过滤波器滤波后输出功率放大信号。

其中R1和R2的作用是加大电路中的阻尼，防止导线的等效电感与栅极电容发生振荡，R1和R2的具体选择是通过实验比较的方法完成的，实验测试数据如下：

RG的选择测试数据（R1＝1K,R2=5.1K，测试点为栅极）

RG（欧）栅极上升时间（us）栅极下降时间（us）

1001.21.4

39.20.50.4

100.20.15

RG选取10欧。

频率越高RG越小，电容越大RG越小。

R1的最佳值为5.6欧姆左右，R2的最佳值为3.5K左右。

经测试电容C1=C3=1u，C2=C4=0.47u左右

2.1.6低通滤波器：

采用四阶Butterworth低通滤波器（如图）。

对低通滤波器的要求是上限频率大于20kHz,在通频带内特性平坦。

我们利用multisim软件进行了仿真，设定的器件参数与图中相同时，仿真结果如图所示：

通带内较为平坦，保证了20kHz的上限频率；

100kHz、150kHz处分别下降26dB、40dB，满足要求。

2.2信号变换电路

2.3功率测量及显示电路

3软件设计

4系统测试及改进方案

4.1测试使用的仪器

测试使用的仪器设备如表4.1所示

表4.1测试使用的仪器设备

序号

名称、型号、规格

数量

备注

1

SP1631A型函数信号发生器

中瑞电子仪器有限公司

2

TDS1012双踪示波器

泰克科技（中国）有限公司

3

FLUKE15B万用表

美国福禄克公司

4

联想PC计算机

P3.0GHZ、512M内存

4.2指标测试与测试结果

1）最大不失真功率及系统效率

负载：

标称8欧喇叭

最大不失真电压为6.4Vp-p，此时

负载电压2.35V，电流0.15A，功率0.3525W。

电源电压4.96V，电流0.124A，功率0.615W。

效率为0.3525/0.615＝57.3％。

2）3dB通频带可达300Hz-20kHz

3）低频噪声电压的测量将输入端与地短接，测得负载噪声约为4mVp-p

4）电压放大倍数满足题目要求

4.3测量结果分析及改进方案

1）不加R1和R2时产生的波形失真较大，分析原因：

主要原因在于功率开关管的开关速度不能满足系统要求，由于栅极电容的存在，开关管的延时较为严重，所用开关管的栅极电容为1700pF，根据ΔQ=I*t=C*ΔU可以对电路的性能进行估算。

可以换用开关性能更好的IRFD120VMOSFET开关管，其栅极电容为360pF，开关速度快。

2）可以将电路中的两个NE5532换为TLC4502，TLC4502不仅可以具有较宽的频带，而且可以在较低电压下满幅输出，可以提高系统的性能。

5结论

本系统以高效率D类功率放大器为核心，利用PWM信号控制MOSFET构成的H桥电路进行功率放大，实现了除波形不失真最大输出功率以外的全部技术指标要求。

设计和调试过程中遇到了许多困难和问题，通过认真分析和实践验证获得较为理想的效果，这也让我们深刻体会到了团结协作的重要性，提高了解决实际问题的能力。

参考文献

1全国大学生电子设计竞赛委员会。

第五届全国大学生电子设计竞赛获奖作品选编（2001）。

北京：

北京理工大学出版社。

2003年

2谢嘉奎，宣月清，冯军。

电子线路（线性部分）。

高等教育出版社，1999年