串扰机理详解Word格式.docx
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减小串扰最重要的方法就是使网络间的间距足够远，使其边缘场降低到可以接受的范围。
在系统中的每两个网络之间，总会有边缘场产生的电感耦合和电容耦合。
我们把耦合电感和耦合电容分别叫做互感和互容。
互感是引起串扰的两个重要因素之一，互感系数Lm标志了一根驱动传输线通过磁场对另外一根传输线产生感应电流的程度。
从本质上来说，如果“受害（Victim）线”和驱动线（侵略线）的距离足够接近，以至于侵略线产生的磁场将受害线包围其中，则在受侵略的传输线上将会产生感应电流，而这个通过磁场耦合产生的电流在电路模型中就通过互感参数来表征。
在互感Lm的作用下，将根据驱动线上的电流变化率而在受害线上引起一定的噪声，噪声电压的大小与电流变换率成正比，通常可以由下式计算：
由于感应噪声正比于信号的变化率,互感在高速数字电路的应用中显得尤为重要。
互容是引起串扰的另外一个重要因素,互容是两导体间简单的电场耦合,这种耦合在电路模型中以互容的形式表现出来。
互容Cm将产生一个与侵略线上电压变换率成正比的噪声电流到受害线：
同样可以看到：
感应噪声也是正比于信号的变化率，因此互容在高速数字应用中也是非常重要的。
需要说明的是，上式只是简易的近似公式用于阐述耦合噪声的机理。
完整的串扰表达式将在后面给出。
在一个系统中，如果传输线之间发生了严重的耦合，那么通常使用的单根传输线模型就不再适合分析传输线的电气特征，在这种多导线系统中,我们必须考虑互感和互容来全面评估传输线的电气性能。
等式5-3和5-4描述了反映寄生耦合效应影响传输线系统性能的典型方法。
电感矩阵和电容矩阵被通称为传输线矩阵。
这里，LNN表示线N的自感，LMN表示线M和N之间的互感。
在这里，CNN是指传输线N上的寄生电容。
它包括导线N自身的对地电容及和其它传输线的互容之和。
CMN就是传输线N和传输线M之间的互容。
由上节讨论可知，对于两根耦合的传输线，电容C矩阵和电感L矩阵是简单的2×
2矩阵。
非对角线上的元素分别表示了互容和互感的值。
假设有两根50Ω的传输线，具有相同的耦合分布。
同时，在线的两端接上等于其特性阻抗50Ω的端接，这样可以消除反射带来的各种影响。
等效的电路模型如图5-5所示。
图5-5一对紧耦合传输线和采用n段集总参数电路的等效电路模型
当信号沿着作用线传播时，在作用线和静止线间有互容和互感，这是噪声电流从作用线流向静止线的唯一路径。
而只在特定的区域，即dV/dt或dI/dt，耦合噪声才会流向静止线。
在电压和电流恒定的区域，没有耦合噪声电流。
如图5-6所示，信号的前沿近似为线性斜率，上升时间为RT，噪声近似与V/RT和I/RT成正比。
图5-6从作用线流向静止线的耦合噪声只在电压或电流变化的区域
在任一时刻，流过互容的总电流为：
其中，V为信号的电压；
Cm为信号上升时间段内耦合的互容
其中，CmL为单位长度的互容；
v是信号传播的速率；
RT为信号的上升时间
同时，注入到静止线上的瞬时容性耦合电流总量为：
从作用线流入静止线的容性耦合电流只在作用线上信号的边沿处发生。
但是，通过式（5-7）可知，耦合噪声电流总量与上升时间无关。
而根据式（5-5），上升时间越快，则变化率dV/dt越大，所以可能认为容性耦合电流也越大。
但是，上升时间越快，dV/dt的耦合线区域越短，并且用来耦合的电容就越小。
因此，容性耦合电流只与单位长度的互容有关。
按照相同的分析，互感感应到静止线上的瞬时电压为：
其中，LmL为单位长度的互感；
I为作用线上的信号电流
同样可见，只在作用线上电压发生变化的地方，才有感性耦合噪声耦合到静止线上。
静止线上产生电压噪声的值与信号的上升时间无关，只取决于单位长度的互感。
静止线上的耦合噪声有四个重要的特性：
1．瞬时耦合电压噪声值和电流噪声值依赖于信号的强度。
信号强度越大，瞬时耦合噪声值就越大。
2．瞬时耦合电压噪声值和电流噪声值依赖于单位长度互容和单位长度互感为度量的单位长度耦合量。
当导线间的间距减小，单位长度耦合增加，则瞬时耦合噪声也会增加。
3．速率越快，瞬时耦合的总电流越大。
这是由于速率越快，上升时间的空间延展（spatialextent）就越长，在任一时刻发生耦合的区域也越长。
信号的速率越大，电流流经的耦合长度增加，静止线上电流的密度保持不变。
4．信号的上升时间不会影响总的瞬时耦合噪声电流或电压。
上升时间越短，将会使单个互容和互感元件的耦合噪声增加。
并且上升时间越短，信号沿的空间延展也越短，在任一时刻发生耦合的总互感和总互容也越小。
前面已经阐述过了，串扰是由于临近两导体之间的互容和互感所引起的。
因而在临近传输线上引起的感应噪声的大小和他们之间的互感和互容大小都有关系。
例如，如果一信号进入传输线1（如图5-7），由于互感Lm和互容Cm的作用,将在传输线2上产生一电流。
由互容引起的电流分别向受侵害线的两个方向流动,而由互感引起的电流从受侵害线的远端流向近端，这是因为互感产生的电流总是与侵害线中的电流相反。
所以，从受侵害线近端到远端的串扰电流由很多部分组成（见图5-7）。
图5-7互容互感引起的串扰电流示意图
受侵害线上近端和远端串扰噪声的波形可以从图5-8看出，当一个数字脉冲进入传输线,它的上升沿和下降沿将不断地在受侵害线上感应出噪声，在这里的讨论中，我们假设信号上升沿或者下降沿的变化速度非常快，远远小于传输线延迟。
则根据前面的描述，一部分串扰噪声将传向近端，另一部分将传向远端，也就是我们所定义的近端串扰脉冲和远端串扰脉冲。
如图5-8，远端串扰脉冲将和侵害线上的信号同步流向终端，而近端串扰脉冲将起始于侵害线上信号变化沿出现时刻，并流向近端。
这样，当驱动线上的信号变化沿在时间t＝TD（这里TD是信号在传输线上的延迟时间）到达传输线远端时，如果远端存在匹配，那么，侵害信号和远端串扰将在远端被匹配消除。
同时，侵害信号的变化沿在被终端匹配消除前产生的最后一部分近端串扰信号将在t=2TD时才到达近端，这是因为，这部分信号又要经过整条传输线才能被传回近端。
所以，对于一对被终端匹配好的传输线来说，近端串扰起始于t=0并且持2TD的时间，或者说两倍于传输线的电气长度。
相反，受侵害线远端接收到的远端串扰起始于TD，持续时间为数字信号的上升或者下降时间。
图5-8串扰噪声示意图
串扰噪声的大小和形状很大程度上取决于耦合的大小与端接的情况。
图5-9给出的等式和插图详细地描述了一条安静的受侵害线上由于串扰而得到的最大电压的状况。
这里假设了受侵害线上存在多种端接策略，驱动线上也使用了端接来消除反射，使问题简化。
这些等式主要是用来估计串扰的幅度，并使读者了解特殊的端接策略对噪声幅度的影响。
当图5-17中所示的拓扑结构变得更加复杂时，则必须采用类似SPICE的工具来进行仿真。
图5-9各种匹配情况下的串扰反射示意图
图5-9中假设了信号在传输线上的传输时间为两倍上升时间：
在这里，X是指传输线长度，L和C是指单位长度传输线本身的电感和电容，注意：
如果
（例如，边沿变化率大于两倍的传输线延迟），近端串扰将不能到达其最大振幅，为了正确计算
时的串扰电压，近端串扰只须乘以
即可，而远端串扰不会因为长度变化而改变。
需要注意的是：
当上升时间小于传输线时延时（长线情况），近端串扰的最大幅值和信号上升时间没有什么关系，而当上升时间大于传输线时延的时候（短线情况），近端串扰的大小和信号上升时间有一定关系。
因为这个原因，定义长传输线的标准为传输线的电气时延必须大于信号的1/2上升时间（或下降时间），这时可以得到，近端串扰的幅度与线长无关（即前向串扰的饱和），而远端串扰则总是取决于上升时间和线长。
应该指出的是图5-9中的公式假设了受侵害线上的终端电阻与传输线完全匹配，消除了不完全匹配的影响。
为了重现这些影响，可以使用反射概念来分析。
例如，假设图5-17中第一种情况的终端匹配电阻R并不等于受侵害线的传输线阻抗（为了简单起见，在这里假设了侵害线的匹配完全），此种情况下，近端和远端串扰值就必须加上各自的串扰反射电压。
所以，在不完全匹配系统中，串扰信号的计算公式为：
在这里，Vx为不完全匹配情况下调整后的近端或远端串扰值，R就是终端匹配电阻，Zo为传输线特性阻抗，Vcrosstalk是通过图5-9计算出来的串扰值。
注：
如果信号的上升或者下降时间小于传输线延迟，那么近端串扰最大幅值与上升时间无关。
如果信号的上升或下降时间长于传输线延迟，那么近端串扰的大小与上升时间有关。
远端串扰在任何情况下都和信号的上升或者下降时间有关。
串扰是由电磁耦合形成的，电磁耦合又可为容性耦合和感性耦合两种。
因此，当信号在通过一导体传输线时会通过两种方式将能量耦合到相邻的传输线导体上，即容性耦合与感性耦合。
为了了解形成远端特征和近端特征的根源，我们首先研究容性耦合电流在导线两端的行为，然后研究感性耦合电流并把这二者相加。
图5-10所示是重新构建的仅含互容元件的等效电路模型。
在该例中，假设耦合的长度大于饱和长度。
我们把上升边沿看作是动态线移动的电流源，所以仅在信号前沿存在的区域，才有容性耦合的电流流入静止线。
图5-10只有耦合电容的耦合传输线等效电路模型
决定电流方向的主要因素是噪声电流所遇到的阻抗。
静止线上的噪声电流所碰到的阻抗相同，均为50欧姆，则噪声电流在前向和后向的电流量将相等。
静止线上电容耦合电流环路的方向是从信号线到返回路径。
信号线与返回路径间的正向电压将沿着两个方向传播。
当信号最初出现在驱动端时，就有一些容性耦合电流流入静止线上。
一半电流向后流回近端，另一半向前流动。
流过静止线近端的端接电阻的电流是正方向，即从信路径流回返回路径。
当信号上升沿在驱动端出现，近端噪声的电压值从0V开始逐步上升。
随着信号沿沿着传输线传播，后向的容性耦合噪声电流以恒定的速率持续流回到近端。
当前沿传输了一个饱和长度后，近端的电流将达到一个恒定的值。
在作用线上的信号到达远端端接的电阻之后，就没有耦合噪声电流。
但是静止线上仍然有后向电流流向静止线的近端，这段额外时间等于时延TD。
近端信号，容性耦合电流在上升时间内到达一个恒定的值，并且保持该恒定的值，持续2×
TD的时间，然后下降到0。
如图5-11所示。
图5-11通过端接电阻，静止线近端的容性耦合噪声
近端容性耦合电流的饱和值为：
其中，IC是容性耦合的，静止线近端的饱和噪声电流；
CmL是单位长度的互容；
v是信号传播速率；
V是信号电压；
1/2factor是一半的电流流入近端，另一半流入远端；
1/2factor是2×
TD内的后向噪声
因为到达静止线的容性耦合电流与dV/dt成比例，实际到达静止线上的远端噪声，是信号沿的导数。
如果信号沿是线性斜率，容性耦合噪声电流将是短的矩形脉冲，短脉冲持续时间与上升时间相等。
在远端感应的容性噪声信号如图5-12所示。
图5-12通过端接电阻，静止线远端的容性耦合噪声
从作用线耦合到静止线上的电流的总值集中在这个短脉冲，电流脉冲的幅值，通过端接电阻，转换为电压。
其中，IC是从作用线耦合到静止线的电流的总和；
1/2factor是流向远端的容性电流的一部分；
CmL是单位长度下的互容；
RT是信号的上升时间；
V是信号的电压
该式说明了远端容性耦合电流的幅值与单位长度的互容，走线的耦合长度成正比，与上升时间RT成反比。
上升时间越短，远端噪声电流就越大。
与近端的情况不同，远端接受的噪声幅值与耦合区域的长度成正比，与上升时间成反比，在远端，容性耦合的电流方向是正方向，即从信号线到返回路径，因此通过端接电阻产生正的电压。
感性耦合电流与容性耦合电流的行为是相似的。
这些电流通过互感，由作用线上的dI/dt驱动，在静止线上产生电压，进而形成感性耦合电流。
作用线上电流的变化是从信号路径到返回路径，沿着传输线传播。
这个电流回路在静止线上感应出一个电流回路。
静止线上电流回路的方向与感应的电流回路的方向相反。
静止线上感应的电流回路的方向是从返回路径到信号路径。
如图5-13所示。
作用线上的dI/dt在静止线上感应出电压，反过来在静止线上产生dI/dt，感应的电流将沿着静止线的两个方向传播。
图5-13作用线对静止线感应的感性电流示意图
一旦静止线上感应出电流，遇到相同的阻抗，则在静止线沿两个方向传播的感应电流的幅值相同。
后向的感性耦合电流与容性耦合电流的幅值相同，当驱动端出现信号，它从0开始上升。
当信号的上升时间的延展比饱和长度长，后向电流将达到一个恒定的值，并保持这一水平。
当作用线信号的上升沿到达远端的端接电阻，在静止线上仍然有后向感性耦合噪声电流。
向前和向后的电流噪声如图5-14所示。
图5-14信号在作用线上传播时，感应的向前和向后的感性电流回路
前向移动时，感性耦合电流与作用线信号边沿的传播速率相同，而且在每一步，将会耦合出越来越多的噪声电流，所以远端噪声随着耦合长度的增加而增加。
远端的感性耦合电流的形式是上升时间的导数，它与信号的dI/dt成正比。
远端感性耦合电流的方向是从返回路径到信号线，与容性耦合电流的方向相反。
因此，在远端，容性耦合噪声与感性耦合噪声的方向是相反的，净噪声将是二者之差。
近端串扰（Near-endcrosstalk）：
指干扰源对牺牲源的发送端产生的第一次干扰，也称为后向串扰（ForwardCrosstalk）。
近端噪声电压与通过近端端接电阻的耦合电流有关，近端噪声有四个重要的特性：
1．如果耦合长度大于饱和长度，噪声电压将达到一个稳定的值。
这个最大电压幅度被定义为近端串扰值（NEXT）,如果作用线上的电压为Va，静止线上最大后（项）向电压为Vb,NEXT=Vb/Va，这个值也被称为近端串扰系数：
2．如果耦合长度比饱和长度短，电压峰值将小于NEXT，实际的噪声电平是峰值乘以实际耦合长度与饱和长度的比值。
例如：
饱和长度是6in，上升时间为1ns，耦合长度是4in，近端噪声是Vb/Va=NEXT×
4in/6in=NEXT×
0.66。
图5-15所示就是耦合长度为饱和长度的20％到饱和长度的2倍时，近端噪声的电压电平。
图5-15耦合长度变化时的近端串扰电压
3．近端噪声的持续时间为2TD。
4．近端噪声的出现与信号的上升时间有关。
对于近端串扰，Vb与干扰源信号的传输方向相反,随着干扰线上的脉冲信号不断向远端传输，串扰电压最后在近端叠加，得到的是一个连续的、低电平、宽脉冲信号。
当TD＞RT/2时，该脉冲的宽度为2TD，它与干扰源信号的脉冲沿无关。
（TD为传输线总延时，RT为信号的上升时间）
当信号为线性斜率时，近端串扰电压如图5-16所示。
图5-16信号是线性倾斜时，近端串扰电压的特征
NEXT的幅值依赖于互感和互容。
由下式决定：
其中，NEXT为近端串扰系数；
Vb为静止线上后向的电压噪声；
Va为作用线上的信号电压；
CmL、LmL为单位长度的互容和互感；
CL、LL为单位长度的电容和电感
当两条传输线间距减小时，互容和互感将增加，NEXT也将增加。
根据经验估计，在噪声预算中允许的最大串扰大约为信号摆幅的5％。
如果静态线是总线的一部分，则静态线近端噪声可能会提高到一般情况下的2.1倍。
这是静止线两边的相邻导线和较远导线产生的耦合噪声之和。
对近端串扰估计出一个设计规则，两线的间距应该保证使相邻走线间的近端噪声要少于5%/2.1=2%。
要达到这个要求，信号走线之间的间距要至少是2倍的线宽。
如果相邻信号线间的间距大于2倍的线宽，最大的近端串扰噪声将小于2％的信号摆幅。
图5-17总结了在带状线和微带线中，间距分别为1倍线宽，2倍线宽，3倍线宽下的耦合。
图5-17对于微带线和带状线，几个特殊间距下的近端串扰系数
远端串扰（Far-endcrosstalk）：
指干扰源对牺牲源的接收端产生的第一次干扰，也称为前向串扰（ForwardCrosstalk）。
远端噪声电压与通过远端端接电阻的耦合电流有关。
远端噪声的四个重要特性：
1．远端噪声起始于TD时刻，沿着静止线向远端传播的噪声与信号具有相同的速率。
2．远端噪声是作为脉冲出现的，是信号的导数。
耦合电流通过dV/dt，dI/dt产生。
静止线上产生的串扰脉冲将和作用线上的信号同步流向终端。
图5-18所示了不同上升时间下，远端噪声的值。
当上升时间减小时，远端噪声脉冲宽度降低，峰值增加。
线宽和间距均为5mil，50欧姆的微带传输线，FR4为材料。
图5-18不同上升时间下的远端串扰情况
3．远端串扰的峰值与耦合长度成比例，增加耦合长度，峰值也增加。
4．FEXT系数是对远端噪声峰值电压与信号电压比值的直接测量，FEXT的值如下式：
其中，Vf为静止线上的远端电压；
Va为信号线上的电压；
CmL，LmL是单位长度下的互容和互感；
CL，LL是信号线单位长度的电容和电感；
Len是两线间耦合区域的长度；
kf是远端耦合系数
对于远端串扰，被干扰线上第一次产生的Vf沿着与干扰源信号相同的传输方向从近端（NearEnd）经过TD（传输线总延时）到达远端（FarEnd），传输速率也和干扰源的相同。
随着干扰线上的脉冲信号不断向负载端（LoadEnd）传输，被干扰线上的串扰点也在不断向远端靠近，而所有Vf都在同一时刻TD到达远端。
叠加的效果就是一个幅度很大的脉冲,脉冲的宽度为Tr，幅度与信号变化斜率、互容Cm及传输线的长度都有关系。
如果干扰源信号是从低到高变化,远端串扰电压是一个正的脉冲尖峰；
如果干扰源信号是从高到低变化,远端串扰电压是一个负的脉冲尖峰。
当信号是线性斜率时，远端串扰电压噪声如图5-19所示：
图5-19远端噪声电压
减小远端噪声的四种方法：
1．增加信号走线的间距。
将间距从1倍线宽增加到3倍线宽，将使远端噪声减小65%。
2．减少耦合长度。
远端噪声的总值与耦合长度成比例。
3．在走线表面的顶层增加电介质材料。
当不能减小耦合长度，在走线的顶层增加电介质来减小远端噪声是可行的方法。
在走线上增加电介质同时也会增加近端噪声，并减小走线的特性阻抗。
因此，必须小心考虑。
4．对敏感线采用带状线来布线。
减小串扰的一种方法就是将走线间的间距增大。
保证间距是线宽的2倍，将确保串扰的最差情况少于5%。
采用保护线将明显的减小串扰，这就需要正确的设计及布局。
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