射频功放仿真基本方法文档格式.docx

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它的器件分为两类：

单管（MRF_MET_MODEL&

MRF_ROOT_MODEL）和对管（MRF_MET_PP_MODEL&

MRF_ROOT_PP_MODEL）。

从上面的名称我们可以看出，每一个管子有两个模型，即MET模型和ROOT模型。

METLDMOS模型（MotoElectroThermalModel）是一个经验大信号模型，它可以精确的描述在任意的偏置点和环境温度下的电流电压特性。

其大信号和小信号模型分别如图1.2和图1.3所示[1]。

ROOT模型是一种基于HPRootFETModelgenerator产生的数据库模型，该模型生成器根据小信号的S参数和测量得到的直流数据生成大信号模型。

ROOT模型给出的器件特性是偏置点、频率和功率电平的函数。

该模型适用于已经有测量数据但是物理的或经验的模型还没有建立的器件的仿真[2]。

图1.2大信号等效电路METLDMOS模型

图1.3小信号等效电路METLDMOS模型

根据上面对MotorolaLDMOS器件库的认识，在下面的讨论中，我们首先选用目前使用比较多的中等功率管MRF9045的MET模型。

下面我们按照设计的一般步骤，对MRF9045进行仿真、设计。

2直流工作点仿真

直流偏置仿真电路如图2.1所示，该电路使用了ADS内置的场效应管的直流仿真模块FETCurveTracer，使得该电路十分的简洁明了。

该电路仿真常温（25℃）下漏级电流随栅源电压VGS和漏源电压VDS的变化情况。

图中，MotorolaLDMOS管有三个参数：

TSNK-HeatSinkTemp,RTH-ThermalResistancecoeff.,CTH-ThermalCapacitance,该电路均使用默认值。

图2.1常温直流偏置仿真电路

仿真结果如图2.2所示：

图2.2常温直流偏置仿真结果

在Motorola的MET模型中，可以模拟环境温度的变化。

下面固定漏源电压为27V，仿真漏级电流随温度和栅源电压的变化情况，电路如图2.3，结果如图2.4所示。

图2.3漏级电流随温度和栅源电压变化的仿真电路

图2.4漏级电流随温度和栅源电压变化的仿真结果

从图2.4中，我们可以明显得看见固定VGS的情况下，漏级电流随环境温度的变化情况。

工作点是用漏级电流来衡量的，因此上图也体现了工作点随温度的漂移，在实际的电路中必须采取措施进行补偿，即使VGS随温度变化，使得静态漏级电流为一常数。

图2.5的电路用于仿真在给定的漏级静态电流（350mA）的情况下，栅源电压和温度的关系曲线（图2.6）。

图2.5给定漏极电流计算栅源电压随温度的变化

图2.6栅源电压随温度的变化（Vds=27V,Id=350mA）

通过直线拟合，可以得到温度补偿系数为-1.98mV/℃。

补偿后静态电流如图2.7所示,其工作点漏级电流的漂移量为5.5mA，相对漂移量为1.59％（在-40℃～80℃范围内）。

图2.7采取温补措施后漏极电流随温度的变化

对于不同的固定静态电流，其栅源电压随温度的变化如图2.8所示（为了方便比较其变化率，对其25℃时的电压归一）。

图中给出了IDQ＝200,350,500,800mA四个工作点VGS随温度的变化情况。

图中明显看出，不同的工作点其变化斜率有微小的变化。

静态电流越大，其随温度的变化就越小。

图2.8归一化IV曲线随温度的变化

3LoadPull仿真计算输入输出阻抗

从微波理论的角度看，有源器件实际上可以看着一个双端口网络，只是其端口阻抗不是我们平时习惯运用的50Ω,而是一个很小的带有虚部的阻抗，如1.5-j1.3Ω，不同的厂家，不同的功率水平，该值必定有所不同。

如果我们可以使它的输出端口匹配，则根据二端口微波网络理论，根据其输入端的反射系数可以直接导出输入阻抗。

而输出端所接的负载的共轭值为其输出阻抗。

正是基于这一原理，Load-Pull的基本思想就是按照一定的原则，让输出端的负载在一个给定的范围内变化，得到这些负载阻抗对应的各种指标（功率，增益，线性度等等），根据设计的需要从中选择所需的输出阻抗，并按此设计匹配输出电路。

而输入阻抗则直接从源与器件之间的反射得到。

3.1ADS中可变阻抗的实现

设输出负载阻抗的变化范围在标准50Ω系统Smith圆图上如图3.1所示，其中心点反射系数为S11，其圆半径为ρ，设一二维变量，即可遍历园中所有的点。

图3.1负载阻抗在50Ω系统Smith圆上的位置

仿真时我们希望得到在某一个给定的阻抗范围内，在给定的工作点和输出功率水平上，任意输出负载阻抗对应管子的工作电流、效率、增益、线性指标、输入阻抗。

对应不同的信号源，线性指标还有不同的表示方法。

下面给出的是Motorola的LDMOS管MRF9045应用于465MHz频段时，应用单音和双音分析选取其输出阻抗。

3.2单音LoadPull仿真

单音LoadPull仿真原理图如图3.2所示：

图3.2单音LoadPull电路原理图

电路中主要应该注意的是要区分交流和直流通道。

该电路只计算常温（25℃）的电路参数。

仿真变量设置如图3.3所示，参数扫描和仿真器设置见图3.4。

图3.3单音LoadPull变量设置

图3.4单音LoadPull参数扫描和仿真器设置

仿真结束后，我们得到的是一些电路的基本数据如电压、电流等。

这时候需要使用ADS强大的数据后处理功能，从这些基本的电路数据中提取我们感兴趣的电路参数如谐波、输入输出阻抗、增益、电源效率等。

后处理公式如图3.5所示。

图3.5单音LoadPull后处理计算

在上面的基础上，我们可以得到如图3.6所示的各种参数的等高线图。

PAE－电源效率；

Gain－器件增益，注意此处的增益是扣除了输入反射的影响的；

H_2rd－二次谐波；

H_3rd－三次谐波。

图3.6单音LoadPull各种参数的等高线图

等高线图只能让我们对其参数的全局和变化有一个认识，但是还是不易得到具体点的参数。

因此做了索引图，如图2.7所示。

使用鼠标拖动Mark点，即可得到该点的输入输出阻抗、输入输出净功率、漏级电流，电源效率、器件增益、当前二次谐波和三次谐波及其和最佳值得比较。

如果需要的话，还可以给出频带内对应的所有参数。

由于这样计算量很大，本文没有这样做。

图3.7单音LoadPull参数索引

3.3双音LoadPull仿真

在单音LoadPull仿真电路的基础上，只需要将源、HB仿真器和功率检测公式按图3.8所示修改，即可进行双音LoadPull仿真。

图3.8单音LoadPull变为双音LoadPull所需的修改

仿真后处理计算式和单音后处理思路是一致的，需要注意的是双音信号有两个频点的有用信号，而单音只有一个，因此输出功率是其总和。

其PAE、增益、ThirdOrdIMD－三阶交调、FifthOrdIMD－五阶交调的等高线图如图3.9所示。

图3.9双音LoadPull各种参数等高线图

图3.10双音LoadPull参数索引图

图3.11单音谐波和双音交调等高线图比较

从上面的等高线图和参数索引图上可以看出，使用不同的线性度表示方法，其结果是有差异的。

在单音仿真中，二次谐波和三次谐波的最佳值靠的较近，而在双音仿真中，三阶交调和五阶交调的最佳值相差较远，如图3.11所示。

因此在实际的设计中，需要根据需要，权衡各种指标，使系统性能达到最佳。

从上面的仿真我们还可以得出，不管是单音还是双音仿真，得到的结果中，对应输出负载的输入阻抗、漏极电流，电源效率和增益均是一致的。

4ACPR计算

根据上面单音和双音仿真结果，选择合适的输出阻抗，找到其对应的输入阻抗，加上匹配电路，使用IS95的CDMA信号源，仿真器使用包络仿真，即可方便的得到该器件的另一线性指标ACPR。

下面的例子中，使用的是三次谐波和五阶交调的最佳点，该点上，输出阻抗2.322+j*6.367Ω，输入阻抗0.74-j3.02Ω，增益25.8dB，漏极电流0.4A（静态0.35A），效率9.18％，二次谐波-34dB，三次谐波-75.19dB，三阶交调-42dB，五阶交调-60.6dB。

图4.1为包络仿真电路图，在该电路中，添加了输入输出阻抗匹配电路，DA_LCBandpassMatch1和DA_LCBandpassMatch2，使得其对外端口阻抗均为50Ω，方便计算。

图4.1包络仿真电路图

图4.2包络仿真中的参数设置及ACPR、信道功率的计算

包络仿真是时域的计算，需要根据信号的特点设置采样的参数，然后根据其内部函数计算ACPR和信道功率。

如图3.2所示。

下面计算的是在465MHz点频处，输入功率变化时，其增益、输出功率、输入驻波、ACPR的变化。

如图4.3所示，图中给出的是其随输出功率的变化曲线。

其中：

Gain－增益，VSWR_in－输入驻波，ACPR1

（1）－ACPR@-750kHz，ACPR1

（2）－ACPR@+750kHz，ACPR2

（1）－ACPR@-1.98MHz，ACPR2

（2）－ACPR@+1.98MHz，

图4.3增益、输入驻波、ACPR随输出功率的变化

图4.4参数索引

图4.4给出了其参数索引图，移动Mark点m1，即可得到其对应功率点的增益、输入阻抗及其ACPR和频谱。

5温度对器件性能的影响

前面提到，我们采用的是MotorolaLDMOS的MET模型，即它是可以模拟环境温度变化对器件参数的影响的。

在直流工作点的仿真中，也给出了器件的工作点随温度的变化情况，并给出了温补的系数。

下面，按照这个给定的温补系数，对静态漏极电流进行补偿，使得在-40℃～80℃范围内，漏极静态电流为350mA左右，如图2.7所示。

并在这种条件下，对电路添加输入输出匹配电路，分别进行单音、双音和包络仿真。

仿真电路如图4.1所示，不同得仿真只需要更换相应得信号源、仿真器和对应得一些计算式即可。

5.1单音指标

图5.1单音仿真中各种指标随温度的变化（加温补，系数-1.98mV/℃）

图5.1中，MRF9045在各种温度下出定功率30dBm，Gain－端口增益，VSWR_in－输入驻波，PAE－漏极电源效率，Is_h－漏极电流，H_2rd_dB－二次谐波，H_3rd_dB－三次谐波。

5.2双音指标

图5.2双音仿真中各种指标随温度的变化（加温补，系数-1.98mV/℃）

图5.2中，MRF9045在各种温度下出定功率30dBm，PAE－漏极电源效率，Is_h－漏极电流，Gain－端口增益，VSWR_in－输入驻波，ThirdOrdIMD－三阶交调，FifthOrdIMD－五阶交调。

5.3ACPR

图5.3包络仿真中各指标随温度的变化（加温补，系数-1.98mV/℃）

图5.3是在输入定功率4.2dBm的前提下，输出各参数随温度的变化情况。

Gain－端口增益，Ch_Pwr－输出功率，ACPR1

（1）－ACPR@-750kHz，ACPR1

（2）－ACPR@+750kHz，ACPR2

（1）－ACPR@-1.98MHz，ACPR2

（2）－ACPR@+1.98MHz。

从上面三图中的曲线可以看出，不同的仿真方法，对应的参数相当。

最明显的是三种方法得到的增益，如图5.4所示，其变化情况完全一样，绝对值相差0.2dB。

图5.4不同仿真模式下增益VS温度曲线的对比

6结论

从前面得分析可以看出，采用ADS仿真软件和Motorola的LDMOSMET模型库，我们可以很方便得对Motorola得功率器件进行很充分得仿真计算，根据不同得需要，使用不同得仿真方法，可以得到所有感兴趣得电参数。

主要包括直流工作点的仿真，谐波（单音）仿真，交调（双音）仿真，ACPR（包络）仿真，并可分别模拟温度得变化对器件性能参数的影响。

目前对这几种仿真的框架已经搭建完毕，并可以根据以后的需求变更。

目前存在的问题：

1.还没有和试验联系起来，和试验的差异还有待于进一步的工作；

2.仿真中的匹配电路采用的是滤波器模型，为集总的参数，如何有效的转换为分布参数，目前还不明确；

3.在谐波平衡仿真中，失真信号应该是矢量信号，目前得到的还只是其幅度，相位的提取还有些问题；

4.由于包络仿真是时域的算法，其漏极电流还无法提取；

5.包络仿真中，其信道功率采用的是积分算法，和信号源给出的功率有差异；

6.包络仿真中，四载波的信号仿真还有待于探讨。

总体上说，本文的工作在功放的仿真计算上有了一个开始，仿真框架搭建完成。

相信在今后逐步完善的基础上，我们可以对功率器件进行比较精确的计算，减少试验量，缩短开发周期，在技术上取的进步。

7参考文献

1.“Motorola’sElectroThermal（MET）LDMOSModel”，MotorolaDocument.

2.“ModelingThermalEffectsinRFLDMOSTransistors”,MotorolaSemiconductorApplicationNoteAN1941.

3.“GeneratingTemperature-DependentIVCurvesUsingADS”,MotorolaSemiconductorApplicationNoteAN1944.

4.MotorolaDemoProject-CUSTOMER_ADS_V2002P0502_PRJ.

5.ADSonlineHelpDocument.

6.ADSExampleProject-LoadPull_PRJ.