通信原理实验报告BPSK传输系统实验Word格式.docx

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1.α＝0.3升余弦滤波的眼图观察

（1）以发送时钟（TPM01）作同步，观测发送信号（TPi03）的波形。

技巧：

按下示波器“显示”按钮，将“持续”设置为2秒。

注意不观测眼图时需将示波器“显示”菜单内“持续”设置回关闭。

测量过零率抖动与眼皮厚度（换算成百分数）。

实验现象及分析：

上图中CH1黄色波形为TPM01发送时钟，CH2蓝色波形为TPi03眼图。

由图中红框中光标1光标2的时间差可以读出测量值为11.6us。

由上图可以读出T=32us。

理论上发送时钟是32kHz，因而T=1/32kHz=31.25us。

而实验中示波器实际测得的发送时钟是31.25kHz，所以T是32us。

计算时以示波器实际测量结果为准。

所以可求得此时的过零率抖动=11.60us/32us=36.25%，而眼皮厚度为0.

2.α＝0.4升余弦滤波的眼图观察

同理可求得此时的过零率抖动=11.2us/32us=35%.而此时眼皮厚度为0.

3.α＝0.4开根号升余弦滤波的眼图观察

同理可得过零率抖动=7.60us/32us=23.75%，图中光标1光标2所夹部分即为眼皮厚度，此时眼皮厚度=1.12V/2.4V=46.67%.

思考：

怎样的系统才是最佳的？

匹配滤波器最佳接收机性能如何从系统指标中反映出来？

分析：

由α=0.3和α=0.4的两个实验可以看出，当α由0.3增大到0.4时，过零率抖动由36.25%降低为35%。

原因是α作为滚降因子，取值在0~1之间，随着α的增加，相邻符号间隔内的时间旁瓣减小，也就意味着随着α的增加能够减小定位时抖动的敏感度。

但这一优点是靠占用更多的带宽换来的。

对比可以发现，在上面的实验中α=0.4开根号情况下得到的过零率抖动最小，而眼皮厚度最大，是三者中最好的系统。

根据最佳接收原理可知，利用发射机和接收机使用同样滤波器来实现的升余弦滚降传递函数，其频响为开根号升余弦响应。

利用该响应分配的系统是最佳的。

匹配滤波器最佳接收机性能可以从系统传输的信噪比、信道误码率、信道频带利用率、有无码间串扰、有无邻道干扰等指标中反映出来。

4.观察基带频谱

分别将KG04置于α＝0.4升余弦滤波状态和KG04置于非归零码状态（未作基带成形滤波的矩形脉冲）。

观察基带信号（TPi03）的频谱的区别（示波器水平方向频率分辨率相同才便于比较）。

上方左图只有一个峰的为α=0.4升余弦滤波状态频谱图，上方右图有三个峰的为非归零码状态即未作基带成形滤波的频谱图。

两个频谱图采用的横轴分度都是12.5kHz。

由图中光标测量可以看出，α=0.4升余弦滤波状态频谱图在20.0kHz右侧部分的频谱幅度都在-54.9dB以下，即呈现低通的状态，在20kHz就基本上截止了。

而非归零码状态频谱图有3段通带，分别是0~32kHz，32kHz~63.5kHz，63.5kHz~92.5kHz。

也就是在92.5kHz才截止。

上方两张图是将横轴分度统一放大至2.5kHz的对比图，两者图的光标1和光标2都卡在相同的位置，13.7kHz和20.3kHz处。

明显可以看到左图α=0.4升余弦滤波状态的幅度已经降到-54.9dB的时候右图非归零码状态的幅度还有-25.3dB，并且下降趋势很平缓。

左图升余弦滤波状态下，基带信后经过α=0.4升余弦滤波后变为低通带限信号，可以消除码间干扰，同时减少了频带占用，提升了频带利用率，减少邻道干扰。

而右图非归零码状态下，明显频带占用较宽，频带利用率较低，存在频谱泄漏，容易造成码间干扰。

（部分实验步骤无需截图，只需文字描述）

1、准备工作。

2、BPSK调制信号0/π相位测量：

KG02置成输入调制数据为0／1码。

用示波器的观察调制输出波形（TPK03）和调制参考载波上（TPK07）。

观察和验证调制载波在数据变化点发生相位0/π翻转。

上图中CH1黄色波形为TPK07调制参考载波波形，CH2蓝色波形为TPK03调制输出波形。

图中虚线标明了上下波形的对应关系，中轴绿色虚线位置处为数据变化点，可以明显看出，在绿色虚线以左，即数据变化之前，由红色虚线所标明的对应关系为调制参考载波的波峰对应调制输出波形的波谷，而绿色虚线以右，即数据变化之后，由蓝色虚线所标明的对应关系为调制参考载波的波峰对应调制输出波形的波峰。

数据变化前后对应关系由波峰对波谷变为波峰对波峰，可见发生了相位0/π翻转。

翻转的原因是，如果每比特能量为Eb，则传输的BPSK信号为：

，其中

，所以数据变化点前后相位发生180°

翻转。

3、I路和Q路调制信号的相平面（矢量图）信号观察

（1）测量I支路（TPi03）和Q支路信号（TPi04）李沙育（x-y）波形。

通过菜单选择在不同的输入码型下进行测量；

结合BPSK调制器原理分析测试结果。

（2）将KG04置于ɑ=0.4的开根号升余弦响应，重复上述实验步骤。

仔细观察和区别两种方式下矢量图信号。

李沙育图又称星座图，星座点聚焦越好，则系统性能越好，否则，噪声与码间串扰越严重，系统的误码率越高。

以下贴图展示实验现象时，均以左图为ɑ=0.4而右图为ɑ=0.4开根号升余弦的顺序：

上图为两者在全1码时的李沙育图，图形都是一个点。

在全0码时两者的李沙育图也都是一个点，不过由于0码和1码的波形存在π的相位差，所以在李沙育图上点的位置会一个偏左一个偏右。

上图为两者在0/1码时的李沙育图，都是呈45°

倾斜的扁椭圆形状。

但是右图开根号升余弦响应的李沙育图相比于左图的椭圆略长一点点。

可见在0/1码状态下开根号升余弦响应相比于普通升余弦响应并没有体现出明显的优势。

因为0/1码状态下0码和1码交替出现，没有连0和连1，所以码间串扰并不严重。

上图为两者在M序列时的李沙育图，这是可以明显看出右图开根号升余弦响应的李沙育图相比于左图的椭圆明显要短，亦即开根号响应的噪声和码间串扰更少。

在M序列时明显体现出开根号响应的优势是因为M序列相比于0/1码更不规则，会有连续几位0或连续几位1的情况出现，噪声和码间串扰增多。

此时开根号响应的低通带限作用对于噪声和码间串扰的抑制作用得到了明显的展现。

在3级M序列、4级M序列和9级M序列情况下得到的两者李沙育图情形与刚才M序列状况下的相同，也是开根号升余弦响应的李沙育图相比于普通升余弦响应的李沙育图椭圆明显要短，即开根号响应的噪声和码间串扰更少。

综上所述，开根号升余弦响应系统更好，噪声和码间串扰较少。

4、BPSK调制信号包络观察：

（1）KG02置成输入调制数据为0／1码。

观测调制载波输出测试点TPK03的信号波形。

调整示波器同步，注意观测调制载波的包络变化与基带信号（TPi03）的相互关系。

画下测量波形。

上图中CH1黄色波形为TPi03基带信号，CH2蓝色波形为TPK03调制载波输出信号。

图中所加的虚线标明了上下波形的对应关系，调制载波输出信号波形的包络与基带信号相一致，不过这种一致的对应关系有些特别。

基带信号的波峰对应调制载波输出信号上沿的包络，而基带信号的波谷对应调制载波输出信号下沿的包络。

图中蓝色虚线标明了波峰的对应关系，红色虚线标明了波谷的对应关系。

而调制载波输出信号相比与基带信号略微有一点点延时，由图中虚线的轻微倾斜可以看出，这是由于经过了调制电路造成的，符合实际情况。

调制载波输出信号包络与基带信号相一致，说明调制成功，且对应情况无差错，即没有什么明显错码误码情况。

（2）用m序列重复上一步实验，观测载波的包络变化。

M序列情况下与0/1码情况完全相同，只是基带信号不一样，但两者对应关系与上面完全一样，不再重复赘述。

5、BPSK调制信号频谱测量

（1）准备：

通过KG02使输入调制数据为长m序列，观测BPSK信号频谱。

（2）用波器测量BPSK调制信号（TPK03）。

先将示波器调到125kHz/div，选择hanning窗，然后将频谱扩展10倍，旋转水平位移旋钮，观察1.024MHz频率点附近波形。

测量调制频谱占用带宽、电平等，记录实际测量结果，画下测量波形。

上图为BPSK调制信号频谱，由两光标间卡住的区域能够看出，频谱占用带宽不到50kHz，大约为45kHz（右端紧邻着的蓝色箭头所指的小峰不算在带宽内，因为有明显的分界线了，应该是靠近的杂波分量）。

图中纵坐标分度一格为10.0dB，频谱峰值在5格处，即频谱幅度约为50dB。

由实验原理部分已知：

对于矩形脉冲BPSK信号能量的90%在大约1.6Rb的带宽内，而对于α=0.5的升余弦滤波器，所有能量则在1.5Rb的带宽内。

而实验箱上所用的码元速率为32kHz,则1.5Rb=32kHz*1.5=48kHz。

实验测得带宽为45kHz,在48kHz带宽以内，相当于1.41Rb。

虽然实验所用的是α=0.4的升余弦滤波器，但与α=0.5接近，所以认为在合理误差范围之内，与理论相符。

6、BPSK调制信号频谱载漏信号测量

通过KG02选择0/1码输入数据，观测BPSK信号频谱。

测量调制频谱载漏与信号电平的差值，记录实际测量结果，画下测量波形。

载漏过大会对系统带来什么影响？

载漏的产生与什么因素有关？

如何减小载漏电平？

上图中由光标1和光标2所夹区间测得调制频谱载漏与信号电平差值差值为15.6dB。

图中左右两个较高的峰为信号峰，中间蓝色箭头所指的较低的峰为调制频谱载漏。

已知传输的BPSK信号为余弦形式的函数，频谱为一左一右两个关于零点对称的δ函数，零点处应该幅值为0，而调制时将频谱搬移到1.024MHz附近，即零点搬移到1.024MHz处，则1.024MHz处幅值也应该为0，而实际测得频谱该处只比信号峰相差15.6dB，不为0，说明出现了调制频谱载漏。

载漏即本振信号的基波分量，此处即1.024MHz处分量。

载漏并非调制信号传输的频点，所以载漏过大会大幅度消耗系统功率，也可能使解调器中产生直流漂移。

载漏产生的因素有：

平衡调制器直流工作点不平衡；

平衡调制器I、Q两支路不平衡；

收发本振振源产生的辐射。

减小载漏电平可以通过调节平衡调制器的直流工作点的平衡或调节IQ两支路平衡来实现。

实验箱上的即通过调节电位器WK01和WK02，同时观察示波器的载漏峰是不是在减小，若是在减小，则继续调，若是从减小变为增加，则往回调到刚才的最小处，则为电路的最佳平衡点，即载漏电平最小处。

7、接收端解调器眼图信号观测

通过KG02使输入调制数据为长m序列，并用中频电缆连结KO02和JL02，建立中频自环（自发自收）。

信道噪声放在最小位置（SW001跳线插入最下端）。

KL01设置在1_2位置（闭环）。

（2）测量解调器Q支路眼图信号测试点TPJ06（在A/D模块内）波形，观测时用发时钟TPM01作同步。

将接收端与发射端眼图信号TPi03进行比较，观测接收眼图信号有何变化。

从下到上不断加大噪声，观察TPJ06眼图变化。

信道噪声放在最小位置时眼图与上文中发射端眼图基本相同，在此不在重复。

不断增大噪声时，眼图的过零率抖动和眼皮厚度越来越大，眼图越来越乱。

当加到第4档时，眼图的眼睛完全闭合，加到第7档噪声时如上图，连深蓝色的瞬时信号都是完全杂乱的噪声式波形。

可见当噪声增大时，过零率抖动会增大，眼皮厚度会变厚，抽样判决很容易造成误判。

8、解调器失锁时的眼图信号观测

（1）将解调器相干载波锁相环（PLL）环路跳线开关KL01设置在2_3位置（开环），使环路失锁。

噪声放回最小位置。

（2）观测失锁时的解调器眼图信号TPJ05，熟悉BPSK调制器失锁时的眼图信号（未张开）。

观测失锁时正交支路解调器眼图信号TPJ06波形。

上图中CH2蓝色波形为失锁时解调眼图信号TPJ05的波形，CH1信号插错了孔，图中是8kHz的CH1，应该用32kHz的CH1来做对比，所以就不要看CH1了。

图中两条红线所夹的区域为1个T的眼图。

可见眼睛已经闭合，噪声容限为0，失锁状况下无法提取出同频率同相位的载波。

上图中CH2蓝色波形为失锁时正交支路解调眼图信号TPJ06的波形，情况与TPJ05类似。

正确解调信号需要回复处同频率同相位的载波，所以需要锁相环来保证提取载波的质量，当失锁时，眼图闭合，无法恢复正确载波，便无法正确解调。

9、接收端I路和Q路解调信号的相平面（矢量图）波形观察

通过KG02使输入调制数据为长m序列，解调器相干载波锁相环（PLL）环路跳线开关KL01设置在1_2位置（闭环），使环路锁定。

（2）测量I支路（TPJ05）和Q支路信号（TPJ06）李沙育（x-y）波形时，应将示波器设置在（x-y）方式，可从相平面上观察TPJ05和TPJ06的合成矢量图。

上图为闭环时接收端IQ的李沙育图，理论上应该如上文中的输入端李沙育图一样呈现一个很扁很扁的倾斜椭圆，但此时李沙育图的这个椭圆比较粗。

说明接收端相比于输入端的噪声和码间串扰更多。

这么粗的椭圆还表明两支路的解调波形之间相点不同步，有相位差。

理论上说闭环状态下应该没有相位差，但是可能由于此项实验是紧接着刚才加噪和失锁的实验后面做的，加噪失锁之后直接闭环得到的两路相位可能锁定得不是太好，有偏移，故造成了这样的结果。

如果直接进行闭环实验得到的李沙育图结果应该能够比较接近呈斜线状的那种扁椭圆。

10、解调器失锁时I路和Q路解调信号的相平面（矢量图）波形观察：

通过KG02使输入调制数据为长m序列，解调器相干载波锁相环（PLL）环路跳线开关KL01设置在2_3位置（右端），使环路失锁。

（2）观测接收端失锁时I路和Q路的合成矢量图。

掌握解调器时I路和Q路解调信号的相平面（矢量图）波形的变化，分析测量结果。

上图为失锁时接收端IQ的李沙育图，本来关闭“持续”的失锁李沙育图是呈杂乱点状的，因为本身同步就不太好，有相位差（理论上不应该有相位差，但是实验实际情况有，原因参见闭环情况下的分析），失锁之后相位差更加不稳定，IQ两路信号的同相点的差距一直在移动变化，造成了李沙育图旋转，将持续调成“无限”之后，李沙育图扫过的图案形成了一个不太规则的圆。

11、解调器相干载波相位模糊度观测

通过KG02选择输入测试数据为较短的“特殊码序列”，解调器相干载波锁相环（PLL）环路跳线开关KL01设置在1_2位置（闭环），使环路锁定。

（2）用双踪示波器同时测量发端调制载波（TPK06）和收端恢复相干载波（TPLZ06），并以TPK06作为示波器的同步信号。

反复的断开和接回中频自环电缆（或不断在1_2位置插拔KL01），观测两载波失步后再同步时之间的相位关系。

实验中所用的较短的“特殊码序列”为“11101010”，即KG02的下方两个跳线插上，上方第一个跳线断开时所输入的码组。

、

上图为闭环时的情况，CH1黄色波形为发端调制载波，CH2蓝色波形为收端回复相干载波。

光标位置卡在波谷和波峰。

下图为失步后再同步时的情况，光标位置没有动：

可以明显看出光标已经不再卡在波谷和波峰的位置了，两者的相位关系发生了移动。

由原来的基本上是上下波谷对波峰的状态变化成接近波峰对波峰的状态。

每当KL01跳线断开时，下方CH2蓝色波形就不停地滚动寻找同步点，上方CH1黄色波形保持不动，当KL01跳线插上时，CH2蓝色波形找到同步点，不再滚动。

因为判决反馈环具有0°

和180°

两个相位平衡点，所以在这两个点上都能取得平衡，即存在相位模糊。

断开跳线时失锁，无法找到同步点，插上跳线闭环之后有时找到的平衡点是接近0°

，有时找到的平衡点是接近180°

但是实际示波器上观测到的图形并不是严格相差0°

或180°

的（即不是严格波峰对准波峰或波谷对准波谷），是由于实际实验箱电路有延时造成。

12、解调器相干载波相位模糊度对解调数据的影响观测

这个实验项目估计是由于实验箱硬件不给力，我进行不断插拔KL01跳线之后，并不能够看到数据反转。

理论上解调器相干载波相位模糊，有时同步在0°

附近，有时同步在180°

附近，当同步与再同步两次之间的同步点相差不一样的时候，就会发生数据反转（因为0°

与180°

在相同点代表的数据取值是正负相反的）。

13、噪声对误码率的影响

噪声越大，输出数据的误码越多。

因为噪声大于噪声容限之后，就无法对0、1进行正确的判决了。

14、解调器位定时信号相位抖动观测

全0码输入时，插拔跳线，接受时钟与发射时钟的波形之间完全没有变化，即没有相位抖动。

输入为M序列时会有抖动，因为M序列的数据是在0和1之间变化的，数据变化时会发生位定时信号的相位抖动，因为重新进行了位同步。

3、实验经验小结

1.观察眼图是记得要把持续从关闭调成2秒，否则观察到的不是正确波形。

2.而观测眼图结束之后更要记得把持续从2秒调成关闭，否则在观察其他波形时会引入误差。

3.注意进行BPSK调制频谱测量时输入的是M序列，进行频谱载漏电平测量时输出的是0/1码。

4.注意在实验中要求输入较短的“特殊码序列”时，即输入“11101010”，不要用错输入。

注意操作是KG02的下方两个跳线插上，上方第一个跳线断开时所输入的码组。