再说收音机的统调word资料21页Word文档格式.docx
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当然设计考究的数字调谐收音机通过现代控制技术以及高性能的单片机系统再配合变容二极管调谐，要做到完全准确的统调和跟踪倒也不是啥大不了的事儿，而且人家还通过PLL回路将本振频率牢牢的锁定在需要的频率点上……但我今天并不想说这种现代的数字调谐收音机，我要说的不过是统调而已。
我生的也晚，见识也浅，自打出娘胎以来见到收音机调谐旋钮都是一个搞定，顶多再加个短波微调。
但我知道在调节这个调谐旋钮的时候，是在同时调节两个谐振回路的频率：
一个本振，另一个是天线回路，有调谐高放的再加个高放谐振回路三个同时干。
这样的收音机用起来方便极了，但方便是要以牺牲完全准确跟踪为代价的，因为这样的设计不能保证在所接受的频段内完全准确跟踪，至于为什么会这样，这是俺这篇作文下面将要详细分析和描述的。
事实上是：
频段内完全准确的跟踪其实并不是必须的，我们通过良好的统调后，虽然在很多接收频率点上存在着跟踪误差，但只要这个误差不是太大对实际的接收效果的影响就很小，却给我们调谐带来了极大的方便：
只需要用一个调谐旋钮即可完成调谐选台之任务。
有点无线电基础的人都知道电感和电容组成的调谐回路的谐振公式：
f=1/（2π√（L*C））
当然这个是估算公式，实际上准确的谐振频率还与LC谐振回路的损耗有点关系，但用于收音机中LC谐振电路的计算是完全没有问题的。
这个计算公式里面有个根号运算，会给本作文下面的描述和分析带来麻烦，为此我需要将它变一下行再说。
首先将等式两边平方，并消灭分式后可以得到：
4π^2*L*C*f^2=1
这个公式里π=3.1415926535897932384626，频率f的单位是赫兹，电容C的单位是法拉，电感L的单位是亨利，显然这些量纲之单位在收音机里面都是不常用的，我们需要把它们化成我们收音机经常要用的单位：
电容用皮法（pf）,电感用微亨（uH），频率的单位用兆赫兹（MHz），根据国际单位换算法，
1皮法=10^-12法拉；
1微亨=10^-6亨利；
1兆赫兹=10^6赫兹，
同时将π的数值代进公式，4*3.1416^2*L*10^-6*C*10^-12*f^2=1,可以得到：
f^2*L*C=25330.3
这个公式里面频率，电容和电感的单位都是我们所熟知的兆赫兹，皮法和微亨。
下面所有的内容均是在这个公式的基础上说事的，频率，电容和电感的量纲也使用这些单位，除非另作说明。
上面这个公式里，电感和电容构建成谐振回路，而f就是谐振回路的谐振频率。
本机振荡电路接入这个谐振回路时，本机振荡的频率，电容，电感之关系符合上面的这个关系式；
天线回路或者高放回路接入这个谐振回路时，能够得到最大的信号输出之频率，回路电容，电感也符合上面的关系式。
接下来开始说说我们收音机里经常出现的一些频率，然后再分析这些频率和专门干这些频率的电容和电感的数值，以及他们之间的关系。
一般认为调幅中波段的接收频率范围是0.535MHz-1.605MHz；
短波段的频率范围应该是从1.6MHz-30MHz，但一般的收音机根本不需要做全频率范围的接收。
针对当前的无线电传输环境和特征，一般来说做6MHz-18MHz的短波段接收是具有现实意义的。
我要分析这一段短波频段还有一个原因是这几天刚刚在本坛看到一位大侠做了红灯牌711电子管收音机的短波段统调方面的工作，并写了心得体会，原文大体意思就是将原来的短波两点统调搞成了三点统调，结果效果好的不得了。
而这个红灯711电子管收音机的短波的接收频率范围就是6MHz-18MHz；
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根据短波米波段的划分以及实际使用的情况来看，短波段电台最有听头的是31米段和25米段，频率范围分别是9.4MHz-9.9MHz以及11.6MHz-12.02MHz，为此我自己用面包板做了个收音机，调幅部分它只接收短波，为了方便调谐和准确跟踪，我把他的接收频率设计在9MHz-12.5MHz，当然给他配个调频头也可以收调频信号。
没有做中波是因为要用长长的磁棒，不方便携带和显摆，配短磁棒效果不好我不喜欢，而且那玩意脆，容易摔断；
当然目前来说最有听头的就是调频波段了，频率范围是88MHz-108MHz。
上面已经给出了我们需要接受的各个频率数据，概括如下：
中波：
0.535MHz-1.605MHz；
短波1：
6MHz-18MHz；
短波2：
9MHz-12.5MHz；
调频：
88MHz-108MHz。
调幅波段的中频频率已经定义为0.465MHz（也就是常说的465千周），调频的中频为10.7MHz，根据超外差电路的理论，本机振荡的频率要比接收的频率高一个中频，那么本机振荡的频率范围也就定下来了：
1.000MHz-2.070MHz；
6.465MHz-18.465MHz；
9.465MHz-12.965MHz；
98.7MHz-118.7MHz。
从上个面的各个频率范围就可以用我上面已经推导出来的关系式分别计算出对应的频率，以及频率的平方计算出各自的L*C的数值，并做一个简单的列表如下：
行号
中波频率（MHz）
短波1频率（MHz）
短波2频率（MHz）
调频接收（MHz）
低端
高端
高端
1
接收频率
0.535
1.605
6
18
9
12.5
88
108
2
频率^2
0.286
2.576
36
324
81
156.25
7744
11664
3
本振频率
1.000
2.070
6.465
18.465
9.465
12.965
98.7
118.7
4
4.285
41.796
340.96
89.586
168.09
9741.7
14090
5
接收L*C
88567
9833.2
703.62
78.18
312.72
162.11
3.271
2.172
本振L*C
25330
5911.4
606.05
74.29
282.75
150.69
2.600
1.798
对应的各个频段的中间频率以及计算结果：
中波中间频率（MHz）
短波1中间频率（MHz）
短波2中间频率（MHz）
调频中间接收（MHz）
1.100
12
10.2
98
1.210
144
104.04
9604
1.565
12.465
10.665
108.7
2.449
155.38
113.74
11816
20934
175.90
243.47
2.637
10343
163.02
222.70
2.144
然后我们再根据上面计算出来的结果，对每一个波段的L*C的数据值进行分析。
由于绝大多数收音机都是采用调节可变电容来进行调谐，因此可以分析在电感固定时，要这些频率发生变化的话电容需要变化的量值。
（1）中波
以红灯711电子管收音机为例，据书载，它的中波天线线圈的型号是LT101A，电感量为243微亨，本振线圈的型号为LT101S，电感量为131.5微亨。
为此我们可以计算出他们在所指定的谐振频率下所需要的配谐的电容量值，并列表如下：
低端频率
中间频率
高端频率
1.605
2.070
接收L*C值
9833.2
本振L*C值
5911.4
接收L=263uH时的配谐C值
336.76pf
79.59pf
37.39pf
本振L=131uH时的配谐C值
192.63pf
78.65pf
44.95pf
从本表的第五和第六行我们可以看出在中间的频率点上，两个回路所需要的配谐电容已经非常接近了，实际上合理的配置天线线圈和本振线圈的电感量，一定会在接近中间的频率点上两个回路所需要配谐的电容量是一样的，这就是我们常说的三点统调时中间频率点的正确跟踪，它实际上是在设计的时候就已经保证了。
但在频率高端和频率的低端两个谐振回路的电容量都有很大的偏差，如果使用两联的等容可变电容器来实现同步调谐，必须要想办法降低这个偏差，否则这么大的偏差根本无法保证在频段高端和低端的良好接受。
一言概之，就是在频率低端要减少本振回路的配谐电容，而在频率高端要增加本振回路的配谐电容才能保证正确的跟踪。
从表中可以看到：
当频率由低端向高端调谐时，本振回路的电容量从192.63pf变化到44.95pf，而同时天线回路的配谐电容需要从336.76pf变化到37.39pf，变化范围要比本振回路大得多。
前面已经提及，为了方便调谐收音机都已经做成一个调谐旋钮了，也就是本振回路的可变电容和天线回路的可变电容是同时改变的，如果可以生产这种可变电容，一个从337.76皮法变到37.39皮法，而另一个从192.63皮法变化到44.95皮法，并且这两个可变电容根据对应的本振频率，接收频率的需要一直保持着应有的关系，那么就可以实现一开始所说的那种完全跟踪了。
但实际上要生产这样的可变电容是有相当大的难度的，为了克服不同的收音机电路分布参数的影响，谐振回路除了主可变电容外，还要有微调电容以供生产的时候通过调试以达到设计的频率范围。
事实上由于工艺的原因，以及为了可以在短波段也可以使用这个可变电容，我们最常见到的都是等容的双联可变电容：
两个可变电容的容量理论上一直是处于相等的状态。
而作为可变电容为了保证能够调试到好的效果，必须要保证天线回路的有足够的电容变化量；
再通过在本振回路串入一个合适的电容（这个叫垫整电容）和再并入一个电容（补偿电容）来降低电容变化量以适应本振电容的变化量需求。
再看上面的表格，在两联等容可变的情况下，在频率低端需要减少本振回路的配谐电容，才可以与天线回路达到或者接近跟踪，通过串联一个容量合适的垫整电容达到目的；
在频率高端又需要加大本振回路的配谐电容，这要在本振的电感上并一个合适的电容来实现。
如此看来，低端要减少而高端又要增加本振回路的配谐电容，看起来好像是矛盾的，而实际上倒也不是啥问题，因为频率低端的配谐电容量比较大，串进去的垫整电容的容量也比较大，而到频率高端整个回路的配谐电容量比较小，所以串进去的垫整电容对它的影响很小；
在频率高端并在振荡线圈上的补偿电容量很小，对频率低端的影响也不大，所以总的来说还是很和谐的。
当然在实际的收音机电路中，本振回路的垫整电容已经通过计算在设计电路的时候就确定好了，补偿电容倒是可调的。
开头说过，超外差式收音机的本机振荡频率决定了收音机的接收频率，所以调这个补偿电容已达到高端的接收频率，因为频率高端对电容的变化量敏感，而低端的接收频率通过调节本振线圈中间的磁粉芯改变其电感量达到，频率低端对电感量的变化敏感，而对频率高端的影响比较小，从而可以达到设计要求。
上面的图形描述了天线回路,本振回路的频率的平方,电容与电感的乘积以及在电感确定的情况下,频率平方的变化量与电容变化量之间的线性关系。
由于垫整电容和补偿电容的存在，上面图形中频率的平方值和L*C的关系已经不再是直线性了，如果再用画图表述有困难，也没有必要，但是本振回路经过垫整和补偿后的曲线图“直线化”后显然它的斜率与天线回路的斜率更加接近了。
上面已经说过接受频率范围的调节是要调整本振回路的电感和补偿电容来实现的，所以在实际调试的时候，本振回路的参数调试完毕后就不再调它们了，而要保证跟踪就在天线回路和高放回路去调试，同样是高端调电容，低端调电感——这个是所有玩收音机的人所熟知的事儿，这里就不多说了。
由于上面所说到原因，天线高放回路增加了统调电容，本振回路与频率的平方已经不再是线性关系了，要使两条曲线完全“平行”更加困难了，但我们可以通过调试能够使这两条曲线之间的“平行度”得到最大化，这也就是我们平时统调的目的。
（2）上面详细的描述了在中波段存在着跟踪误差，那么产生它的根本原因是什么涅？
经过分析认为主要是：
由于天线和高放回路的频率平方在频段高端和低端的变化比率，与本振回路的频率平方的变化比率的差异引起的。
下面的表格显示了相关的计算结果，在中波段这两个变化比率分别是9和4.285，其差异是非常大的。
而对于一次变频的短波接收和调频接收电路这个差异明显的要小很多。
表中显示：
在短波1一项中两个变化比率是9和8.158；
在短波2一项中两个变化率是1.93和1.876；
在调频一项中两个变化率是1.51和1.446。
通过对电容的串并联，和选用不同电感量的线圈可以实现两个谐振回路的准确跟踪，我们不难通过计算发现，这个两个调谐回路之变化率的差异越大，要做好跟踪就越不容易。
关于这个话题需要另开一个题目重新研究，在这里我只想利用这个结论。
这个变化比率的差异大小与接收频段的频率范围和中频的频率有关，频率范围越小，中频频率越低，那么天线高放回路的频率平方的变化比率与本振回路的频率平方的变化比率的差异也就越小，当然中频是确定的，而且太低也不好，会增大镜像干扰；
减少接收频率的范围显然会让人觉得很不爽，所以这个中间就存在着一些矛盾。
我把自己做的收音机电路短波段的频率范围限定在9MHz-12.5MHz这么小范围的原因，一方面是为了验证准确跟踪的接收效果，另一方面当然就是为了调谐方便，这个是显然的。
7
接收频率高低端平方比
1.93
1.51
8
8.158
1.876
1.446
（3）
有兴趣的同学可以参照本文上述之
（1）项中波的相关描述和计算，依着葫芦画瓢来根据红灯711短波段6MHz-18MHz之接收范围获得这个频率范围的短波段谐振回路的跟踪情况，当然得到的结果就是在短波段的跟踪误差一定会比在中波段要好很多的结论。
这里有一些数据可供参考，红灯711电子管机短波段用的天线线圈型号：
LT104A，电感量2.03uH；
短波段振荡线圈的型号是LT104S，电感量1.71uH。
分析的结果会得到这样的结论：
收音机在中波段的统调要比在短波段和调频波段的统调其效果和作用会大得多。
当然这个是要有条件的，就是在设计的时候就得保证它们的跟踪大体正确才能成立，具体的如何去干要参考本文第（5）项。
在这里由于本作文字数所限，我就不多说了。
（4）
跟踪误差的计算与结果分析，以及在各个频段对收音机实际接收效果的影响（略）。
（5）
如何从设计的角度减少多个调谐回路（主要讲述和分析有关调频头部分和带高放电路的AM接收电路之设计方面）的跟踪误差（略）。
最后简单的介绍一下我做的这个收音机的电路，准确地说是个接收头部分，它没有功放和喇叭，我另外做了一个喇叭箱，并将四个电池和一个小功放电路装在喇叭箱里面。
我当时做这个接收电路的目的是为了分析和研究芯片LA1260在短波段频率高端大约20MHz左右本机振荡频率的稳定性情况，至于为什么闲得没事儿干要去弄这个，论坛里足够老的鸟应该是知道原因的。
电路搭成后板子上空出一大块，感觉到很浪费；
再加上我又搞到了一个质量上乘的调频头盒子，用了四联的空气可变电容完成调频前端电路的调谐，可以输出10.7MHz的中频信号，所以就又花了些时间把它做成了一个完整的接收部分的电路。
电路的主要功能当然全部由LA1260之芯片来完成，为了保证选择性，我用五个中周搭建了４６５ＫＨｚ中频滤波器，为了补偿这些中周的损耗，又增加了一级用2N3906三极管做的中放级，本想给这一级加上AGC控制的，蓦然回首时却发现板子上已经没有空间了，只好拉倒。
正视图
此系反面
配合高级调频头工作图示
上面文中已经说过了，这个板子上AM部分只做了个短波段，为了保证效果，我把接收的频率范围设计到9MHz-12.5MHz这么窄的频率范围，并增加了一级调谐高放（同样也没有装ＡＧＣ控制，我知道这是不对的），为保证稳定性使用了共基极放大电路。
实际使用的结果表明接收效果非常的良好，主要表现为噪音特别的低，选择性也非常好，灵敏度比一般的收音机要高。
我在扫频仪上发现它的镜像抑制指标大约在20个DB左右，这个成绩对于有调谐高放的收音机来说是不够理想的，但单就这一项指标来说显然的要比一般收音机好得多。
电路使用了三颗１ＳＶ１４９变容二极管调谐，用一个外接电位器实现短波的调谐。
调频部分为了保证性能我在ＬＡ１２６０的输入端之前加装了由两个２Ｎ３９０４组成的预中方级，并通过双调谐耦合到芯片的ＦＭ中频输入脚。
（完）
谢谢观赏！
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1、积金遗于子孙，子孙未必能守；
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不如积阴德于冥冥之中，此乃万世传家之宝训也。
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