中南大学通讯高频开关电源课程设计报告1Word格式.docx

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1.1设计要求……………………………………………………………………………………………………………..3

1.2设计内容……………………………………………………………………………………………………………..3

1.3基本设计方案……………………………………………………………………………………………………..3

第二章各部分电路设计

2.1电网侧整流滤波电路………………………………………………………………………………………………5

2.1.1EMI滤波………………………………………………………………………………………………………….5

2.1.2整流滤波电路………………………………………………………………………………………………….6

第三章DC—DC部分电路

3.1概述…………………………………………………………………………………………………………………………..7

3.2变换器选择…………………………………………………………………………………………………………………7

3.3功率矫正因素（PFC）………………………………………………………………………………………………9.

3.4功率因数校正开关管的选择…………………………………………………………………………………..14

3.5高频变压器…………………………………………………………………………………………………………..15

3.6输出平滑滤波器……………………………………………………………………………………………………….19

3.7输出滤波器………………………………………………………………………………………………………………20

第四章高频开关电源的控制电路设计

4.1PWM控制器…………………………………………………………………………………………………………….21

4.2PWM控制器工作原理…………………………………………………………………………………………..22

4.3驱动电路……………………………………………………………………………………………………………………26

4.4软开关技术………………………………………………………………………………………………………………27

第五章辅助电路设计

5.1辅助电源设计…………………………………………………………………………………………………………..31

5.2保护电路设计……………………………………………………………………………………….………………….32

5.3驱动电路的设计………………………………………………………………………………………………….34

5.4缓冲电路的设计…………………………………………………………………………………………………….35

第六章设计总结…………………………………………………………………………………………………………….37

参考文献…………………………………………………………………………………………………………………….38

1.1通信高频开光电源的设计要求

输出直流电压U0=48V，输出电流I0=25A，输出电压纹波波峰值不超过0.24V，

输出电流2.5A时副边电感电流仍然连续，采用PWM控制方案，最大占空比Dmax=0.8。

1.2设计内容：

1）总体设计方案

2）高频变压器设计

3）功率开关器件的选择

4）保护电路及缓冲电路元器件选择

5）驱动电路的设计

6）谐振电感的设计

7）副边滤波电感电容的设计与选择

1.3基本设计

1.3.1高频开关电源的基本原理

高频开关电源是将交流输入（单相或三相）电压变成所需的直流电压的装置。

基本的隔离式高频开关电源的原理框图如下图所示，高频开关电源主要由输入电网滤波器、输入整流滤波器、高频变换器、输出整流滤波器、控制电路、保护电路、辅助电源等几部分组成。

其基本原理是:

交流输入电压经电网滤波、整流滤波得到一直流电压，通过高频变换器将直流电压变换成高频交流电压，再经高频变压器隔离变换，输出所需的高频交流电压，最后经过输出整流滤波电路，将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的高质量、高品质的直流电压。

基本原理框图：

1.3.2通信高频开关电源电路组成介绍

主电路：

从交流电网输入、直流输出的全过程，包括以下几个模块：

a、输入滤波器：

其作用是将电网存在的杂波过滤，同时也阻碍本机产生的杂波反

馈到公共电网。

b、整流与滤波：

将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。

c、逆变：

将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。

d、输出整流与滤波：

根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。

控制电路：

一方面从输出端取样，经与设定标准进行比较，然后去控制逆变器，改变其频率或脉宽，达到输出稳定，另一方面，根据测试电路提供的资料，经控制电路：

一方面从输出端取样，经与设定标准进行比较，然后去控制逆变器，改变其频率或脉宽，达到输出稳定，另一方面，根据测试电路提供的资料，经保护电路鉴别，提供控制电路对整机进行各种保护措施。

保护电路:

除了提供保护电路中正在运行中各种参数外，还提供各种显示仪表资料。

辅助电源：

提供所有单一电路的不同要求电源。

2.1电网侧整流滤波电路

2.1.1EMI滤波

开关电源产生的噪声中，低频段差模噪声分量占主要成分，因此电源输入端口要加滤波器，且要使输入滤波器对电磁干扰（EMI）信号有最佳的衰减性能。

滤波器阻抗应与电源阻抗失配，失配越厉害实现的衰减越理想。

也就是说，如果噪声源内阻是低阻抗的，则与之对接的EMI滤波器的输入阻抗应该是高阻抗（如电感量很大的串联电感）；

反之，EMI滤波器的输入阻抗应该是低阻抗（如容量很大的并联电容）。

开关电源包含共模噪声和差模噪声，共模干扰时由于载流导体与大地之间的电位差产生的，其特点是两条线上的杂讯电压是同电位同向的；

而差模干扰则是由于载流导体之间的电位差产生的，其特点是两条线上的杂讯电压是同电位反向的。

典型的EMI滤波器包含共模杂讯和差模杂讯两部分的抑制电路，如下图所示：

输入滤波电路：

C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。

当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。

因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。

双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。

设计时，必须使共模滤波电路和差模滤波电路的谐振频率明显低于开关电源的工作频率，一般要低于10kHz，即

在实际电路中，由于设备所产生的共模和差模的成分不一样，所以，滤波电路可以适当增加或减少滤波元件。

具体电路的调整一般要经过EMI试验后才能有满意的结果，安装滤波电路时一定要保证接地良好，并且输入端和输出端要良好隔离，否则起不到滤波额效果。

2.1.2整流滤波电路

a）整流二极管参数计算

单相工频交流电为220V，允许有10%的电网波动，所以输入电压为198V～242V，其峰值为280V～342V。

整流桥二极管承受的最高反向工作电压

，取50%倍的余量，则

。

因电源的输入功率随效率变化，故应取电源效率最差时的值。

在此按开关电源的效率最差时取值，取

，而输出功率P=48*25=1200W，最大输入电流有效值为

，考虑余量,取10A。

所以二极管的规格为600V/10A,即可满足要求。

b）滤波电容参数计算

开关电源桥式整流后的滤波电解电容，用简单的取值方法，就是大约一瓦一微法。

也就是说你现在1200瓦的开关电源，需要1.2毫法的电解电容，可以选用两个600微法的电解电容并联,这样又可以降低滤波电容的ESR。

电容的耐压值

，取50%的余量，则

所以实际可取容量为600uF，耐压值为600V的电解电容作为滤波电容。

第三章DC-DC整流器

3.1概述

高频开关整流器通常由工频滤波电路、工频整流电路、功率因数校正电路、直流-直流变换器和输出滤波器等部分组成，本章节专门介绍功率因数校正电路、直流-直流变换器、高频变压器和输出滤波器，其组成方框图如图3-1所示。

下一章节专门讲控制电路。

功率变换器的作用是将高压直流电压转换为频率大于20KHZ的高频脉冲电压；

整流滤波电路的作用是将高频的脉冲电压转换为稳定的直流输出电压，由于高频变压器取代了笨重的工频（50HZ）变压器，从而使稳压电源的体积和重量大小减小。

3.2变换器的选择

在高频开关电源中，高频开关变换器是核心部分，围绕开关变换器将会有很多的控制和保护电路，变换器的种类的选取将会影响整个功率器件耐压程度等很多参数，也会对系统的其它各部分产生相应的影响，所以，高频开关变换器的设计是很重要的一个环节，我们在后面的章节将会对它进行详细地分析和介绍。

按电力电子技术的习惯称谓，AC-DC称为整流，包括整流及离线式变换，DC-AC称为逆变，AC-AC称为交-交变频（包括变压），DC-DC称为直流一直流变换。

所以，广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变成另一种形态的主电路叫作开关变换器电路。

转变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节则称开关电源（SwitchingPowerSuPply）。

开关电源的主要部分是DC-DC变换器，它是转换的核心，涉及频率变换。

值得指出，常见到离线式开关变换器（off-lineSwitehingConverter）名称，是AC-DC变换，也常称开关整流器，它不单是整流的意义，而且整流后又作了DC-DC变换，离线是指变器中有高频变压器隔离。

我们知道PWM开关变化器按其工作方式可分为五类,每类传输的功率也不相同，应用环境也稍有不同，如下表所示：

因为设计要求功率P=48*25=1200w,所以选择半桥式变换器，如图：

电容器C1，C2的容量相等，R1与R2的阻值相等，故每个电容上分得的电压为0.5Ui，每个开关管导通期Ton小于0.5周期。

1.Ton1期间

1）开关管V1导通电容C1的电压Uc1=0.5Ui，加到变压器一次侧成为正电压：

Up（+）=Uc1=0.5Ui

2）二次侧整流输出此时二次电压Us1为“正”，即Us1=Us1（+），使二极管VD1正向导通，输出整流电压Ud=Us1（+），流过电流iVD1=iL，供给负载电流I0。

3）电容的充放电变压器一次电流使C1放电，使C2充电，因电容大，电压变化小，C3为一次侧的隔直电容，可使一次侧无直流成分，防止变压器偏磁。

C3的取值应使

ΔUC3=（5%~10%）UC3。

4）V2耐压此时开关管V2截止，直流输入电压Ui经V1加至V2，故V2集-射极之间所受的电压：

UVm≈Ui。

2.两开关管同时截止期间

V1截止而V2尚未导通,变压器二次侧全波整流的两个二极管VD1和VD2同时续流,变压器二次侧短路,直至此半周期结束。

3、Ton2期间

V2导通，电容C2的电压Uc2经V2加在变压器一次侧成为负电压：

|Up（-）|=Uc2=0.5Ui

Us2为负，使二极管VD2正向导通，整流电压Ud=-Us1（-），流过电流iVD2=iL，供给负载电流I0。

1、两开关管同时截止期间

V2已截止而V1尚未导通，电感电流i由两个二极管VD1和VD2同时续流,变压器二次侧短路,直至一周期结束。

如此反复循环。

3.3功率因素校正（PFC）

3.3.1功率因数校正概述

传统的AC/DC电能变换器和开关电源，其输入电路普遍采用了全桥二极管整流，输出端接到大容量电容器滤波器。

虽然整流器电路简单可靠，但它们会在电网中吸取高峰值电流，使输入端的交流电流波形发生畸变，产生谐波，导致功率因数比较低。

目前，在广泛应用的电力电子设备中，整流装置所占的比例很大，常用的整流电源大部分采用晶闸管相控整流或二极管不控整流方式。

其中，电容滤波式不控整流器的输入电流基波分量与电源电压相位大体相同，但是输入电流的谐波含量很高，这样就会给电网带来很大的谐波污染，使得功率因数较低。

单相不控整流加电容滤波方式，输入电流THD（总谐波失真）高达100%，三相不控整流的THD也高达60%。

电流型整流器的输入电流为方波，会带来电压的尖峰和缺口，对电网产生严重的谐波干扰。

这些谐波的存在给电力电子设备的应用和性能带来了极大的影响。

解决谐波问题的主要思路有两种，一种是被动的方式，即在电网侧对己经产生的谐波进行补偿。

另一种是主动的方式，即对产生谐波的电力电子装置的拓扑结构和控制策略进行改进，使其产生较少甚至不产生谐波，使得输入电流和输入电压同相，达到提高功率因数的目的。

功率因数校正技术是在整流电路和主开关电路中插人功率因数校正电路，使其按一定的斩控频率通断，以维持网侧电流的连续性，并按正弦规律变化。

如图3-3-1所示，功率因数校正技术的关键就是强制电流按照电压的正弦规律变化而变化，从而达到提高功率因数目的。

图中Vin是电源电压，IL是电源电流。

图3-3-1应用功率因数校正的电压电流波形

功率因数校正大体上可以分为无源补偿和有源补偿两种方式

无源PFC：

对于早期的无源PFC，电网输入端先串联笨重的大电感器、大电容。

而之后产生的改进的无源PFC，在全波整流器之后再串接C-L-C滤波网络，它可用于镇流器和中小功率电源中。

新型的无源PFC是在全波整流器之后串接多个二极管与电容器组合的D-C网络。

这种功率因数校正方式又被称为“填谷式”PFC电路，它主要是在二极管整流桥前面串接一个电感和电容组成的滤波器，可以使得整流桥中二极管的导通角增大，从而使得电流波形得到明显改善。

这种无源的功率因数校正电路结构简单可靠。

无源补偿的基本原理是利用电容器提供的超前无功电流补偿电网的滞后无功，利用电感、电容构成的各次谐波滤波器、陷波器，吸收电网基波频率以外的谐波。

有关无源滤波器的研究己趋于熟，在实际系统中已经得到广泛的应用。

但是，无源滤波器也存在明显的缺陷。

主要表现为电容器对无功的补偿是固定的，对负载变化的适应性差。

无源滤波器尤其是低次谐波滤波器的体积和重量都相当可观。

并且容易和系统发生谐振，使得滤波器过载甚至烧毁。

无源PFC电感续流型无源PFC电容倍压型

图3-3-2无源PFC电路

有源PFC：

低频有源PFC主要指大功能晶闸管电路。

高频有源PFC是基于Boost变换器的PFC电路。

另外还有其他PFC新技术如软开关PFC、三电平PFC、磁放大器PFC技术等。

高频有源功率因数校正技术是抑制电网交流输入谐波电流污染最佳的方法。

它通过相应的一个或者两个反馈控制电路，使输入电流平均值能自动跟随全波整流电压基准，并维持支流输出电压稳定。

PFC电路使变换器的输入电流与输入电压波形均为正弦波形，并把两者校正为相同相位，它的作用可以看成把变换器电路当作一个纯电阻器，故也称为“电阻仿真器”。

图3-3-3有源功率因数校正原理框图

图3-3-3为这种电路的原理框图，其中，整流器为单相桥式不可控整流器，主电路采用DC/DC变换电路，控制电路内部包含有一个电压误差放大器、一个电流误差放大器、一个模拟乘法器和一个固定频率的PWM控制器。

可以看出，调节器采用了电压、电流双闭环控制方式，电流反馈网络的取样信号是升压变换器的电感电流，电压反馈网络的取样信号是调节器的输出电压。

现对这种电路的工作原理加以分析：

单相220V、50HZ交流电经过桥式整流后得到100HZ的单相双半波正弦电压信号，此电压波形作为PFC控制器的输入电流的参考波形，输入到乘法器，为了保证输出电压恒定，将输出电压通过电压反馈网络也引入乘法器，经过乘法器运算后，作为电流波形的参考值，并与实际取样的电流进行比较后，通过PWM控制器产生PWM驱动信号，控制升压变换器的输出电流和电压。

由于采用了闭环控制，将升压变换器的实际电流通过反馈网络引入电流误差放大器，保证了升压变换器的电流能够准确跟踪经过乘法器运算所规定的电流值。

假定PFC的整个控制环节都是理想的，则输入电流波形就能够完全跟踪电压波形的变化，这样从电源输入端来看，电路的负载为纯粹的线性电阻，电路的功率因数等于1，实现了功率因数校正的功能。

综合考虑这里采用有源滤波电路，基本原理如下：

能量恢复吸收电路又称回能吸收电路、无损耗吸收电路。

图3.2采用用了能量恢复吸收电路的升压型变换器。

能量吸收电路由C1、C2、L1、VD1、VD2、VD3所组成。

1）开关管截至初期的缓冲VF截止，电感电流iL经二极管VD3对C1充电，直到UDS=U0，使UC1=U0。

C1减缓了功率开关管VF管的电压上升速率，duDS/dt，减小了V管的关断损耗，而C1储存了电能CU2/2。

2）开关管导通初期电容储能转移VF导通，C1的电压UC1经L1产生iVD3对C2充电至U0，同时C1放电至UC1=0，C1放出的能量等于C2存储的能量。

党C2=C1时，两者变化的绝对值相同。

3）当VF再次截止时UC2使电流经VD1向U0输出；

利用了C1、C2的能量。

3.3.2能量吸收恢复吸收电路基本参数的计算及器件的选择

一、电容的计算实际上，C2回能与C1缓冲器储能是在开关管每次截止期间同时

进行的，相当于C2与C1并联起到缓冲作用。

故C1、C2都取式

tf：

开关电流下降时间

tr：

电压上升到电路给于晶体管的理论截止电压UV所需要时间一般取tf+tr=50ns根据经验取两者电容为1000uF

二、谐振电感L1的计算LC谐振是在开关管的开通期Ton完成的，所以LC谐振半周期T/2应小于最小Ton。

若小于Ton.max的0.1到0.3倍范围内选择。

而谐振时C1与C2串联后（等效于C1/2）与电感L1谐振的，则

三、升压电感L的计算电感器在线路中起着能量的传递、储存和滤波等作用，并决定了输入端的高频纹波电流总营，因此按照限制电流脉动最小的原则来确定电感值。

考虑最差的情况：

输出功率最大，输入电压最低，此时，输入电流最大，纹波也最大。

为保证在此情况下输入电流的纹波仍满足要求，电感的设计应该在输入电压最低点讲行计算。

一般Ud。

=（1．5—2）U。

，本设计的目标为U。

=400V。

说明：

变换器输入电压为50Hz，220V±

10％，即198～242V，其峰值为280—342V，故整流桥所承受的最大反向电压为342V。

效率按η=0.9。

最高输入直流为60V，升压型电路输出电压最低为385V。

电感电流有效值输出最大功率

UomaxＩomax除以效率η，得输入功率，除以最小电压输入值Uinmax得

2）最大电流峰值

3）电感电流最大增量

按

的20%计算:

4）电感电流出现最大增量的条件理论证明当升压变换器的升压率

占空比D=0.5时,瞬时出现最大增量

5）升压型变换器的开关频率fs主要由主电流设计决定fs=48KHz

6）电感量L

四、滤波电容C的计算

注：

题目要求输出电压文波波峰值不超过0.24V，又下一节的计算知一次侧电流有效值为4.265Ａ电感电流连续模式下，考虑二极管电流会全部流进电容器，在每一个开

期电容充电或者放电的能量为

由形成的纹波电压可表示为

可计算得在电感电流连续模式下，指定纹波电压限值，需要的电容值为：

3.4功率因数校正开关管的选择

在本课题设计的ＡPFC主电路中，电子开关采用MOSFET。

开关管导通时流过的电流为电感电流，电感电流的最大峰值为11.64A，开关管承受的最大直流电压为U。

U=400+400×

20％=480V。

再加上开关管上形成的过压尖刺，考虑安全裕度，主功率开关管的耐压至少为800V，选用APTl0026L2LL型的MOSFET，其额定指标为38A／1000V。

3.5高频变压器

3.5.1变压器概述

变压器的工作原理是用电磁感应原理工作的。

变压器有两组线圈。

初级线圈和次级线圈。

次级线圈在初级线圈外边。

当初级线圈通上交流电时，变压器铁芯产生交变磁场，次级线圈就产生感应电动势。

变压器的线圈的匝数比等于电压比。

例如：

初级线圈是500匝，次级线圈是250匝，初级通上220V交流电，次级电压就是110V。

变压器能降压也能升压。

如果初级线圈比次级线圈圈数少就是升压变压器,可将低电压升为高电压。

由于实际变压器存在线圈电阻、漏磁通等一些电磁损耗，按理论计算的副线圈匝数，在实际上感应的电压达不到额定值。

因此，副线圈的实际匝数要比理论匝数多，在设计和生产时，要根据变压器的容量和铁芯构成情况设计，并经测试调整后确定。

变压器容量越大，铁芯构成越好，转换效率就越高，实际匝数就越接近理论匝数。

高频变压器是相对低频变压器而言，二者在基本原理上是相同的，都是利用电磁感应原理实现信号的转换（关于电