精选功率因子校正之基本原理Word格式.docx

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1）相角位移因素，2）波形失真因素。

等式1表示相角位移与波形失真因素之于功因的关系。

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（1）

Irms

（1）为电流之主成份，Irms电流之均方根值。

因此功率因子校正线路是为了使电流失真最小，且使电流与电压同相。

当功因不等于1时，电流波形没有跟随电压波形，不但有功率损耗，且其产生之谐波透过电力线干扰到连接同一电力线之其它装置。

功因越接近1，几乎所有功率皆包含于主频率，其谐波越接近零。

■了解规范

EN61000-3-2对交流输入电流至第40次谐波规范。

而其classD对适用设备之发射有严格之限制（图2）。

其classA要求则较宽松（图3）。

▲图2:

电压与电流波形同相且PF=1（ClassD）。

▲图3:

类PFC输入，达到之功因大约0.9（ClassA）。

■低效率的原因

当切换式电源供应器（SMPS）没运用任何形式之功因校正时，其输入电容CIN（见图4）只在VIN接近峰值电压VPAEK或VIN大于电容电压VCIN时被充电。

若依输入电压之频率来设计CIN，其电流波形将比较接近输入电压波形（随负载变化）；

但当在输入主电力在线有些许之干扰将造成整体系统有不良的影响。

但话说回来，为应付输入电压跳动或预防少掉几个周期，CIN之设计会大于VIN之频率以储存足够之能量来继续提供负载之需要。

▲图4:

没有PFC之SMPS。

图5所表示为在轻载时图4线路之VCIN（t）之理论结果。

因此，CIN只有非常少许之放电。

如负载增加时，VCIN（t）在峰值电压间会有较大的电压下降。

但这也只代表有非常小部分的输入电压（譬如说，输入为120Vac，但只有3~5伏特的下降电压）。

如前所述，CIN只在VIN大于VCIN被充电，相对于整个周期来说是非常小的一部分。

▲图5:

输入电压Vin与充电中的Cin。

图6所示，在90度角后之半周期，经桥式整流之电压低于CIN电压，桥式整流子之为反向偏压，电流无法流入电容。

因此在电容可充电之非常短暂期间，输入电压必须提供很大的脉冲电流以充饱电容，这会造成墙上之电力线、桥式整流子与断路器承受非常大的突波电流。

利用功率因子校正之方法，可平均此突波电流至其余之周期，可舒缓此巨大的峰值电流。

▲图6:

在简易之整流子线路之电压与电流波形。

为了更能跟随电压波形，且没有这些高振幅的电流，CIN必须利用整个周期而不是其一小部分来充电。

当今非线性负载几乎无法去预测何时有大的瞬间电流需求，因此功率因子校正使用整个周期对输入电容充电，避免突波电流且输入电容可减小。

■升压是功因校正之核心

升压转换架构被用于连续性及非连续性之主动式功因校正方法上。

使用升压方式是因为其简单而有效。

简单的电路如图7用以说明为何电感可产生高电压。

开始时电感假设未充电，因此VO等于VIN。

当开关导通，电流IL逐渐线性增加。

跨于电感两端之电压VL以指数性的增加直到VIN。

需注意电感电压之极性，因为其定义电流之方向（电流入端为正端）。

当开关断开，电流由最大变为零（递减，或为一个负斜率），如下式

▲图7:

返驰式之电感工作。

而电压趋近于负无穷大（电感极性反相）。

但因为不是理想电感，其包含某些程度之串联阻抗，使无穷大值变为有限之得值。

因开关断开，电感放电，其跨电压反相，加上输入电压VIN，如果有一个二极管与电容连接到电路输出端，此电容将被充电至此高电压（可能几个周期后）。

这亦说明图8线路如何升压。

▲图8:

PFC之升压线路。

转换器之输入为全波整流后之交流电压。

在整流子后无大的滤波器，所以升压转换器之输入电压范围由零到交流电压之峰值再降零。

此升压转换器必须同时符合两个条件：

1）输出电压设定必须高过输入峰值电压。

通常设定385VDC来用于270VAcrms之输入电压。

而在任何瞬间，由电力线所抽取之电流大小需与电压大小成正比。

未使用功因校正之切换式电源供应器，其功因约为0.6，因此有明显之奇次谐波失真（有时三次谐波与主频率一样大）。

若装置设备之功因低于1，可用之实功将减少，电力公司为提供设备之操作，需要提高功率输出以弥补因低效率所产生之损耗。

因功率提高，电力公司必须使用较大的电力线，否则因自身产生的热将烧毁此电力线。

谐波失真可造成发电设备之工作温度增高，而导至诸如运转机器，电缆、变压器、电容、保险丝等设备之寿命减短。

这是由于谐波造成额外之功率损耗、电容与电缆介电质之负荷增加、变压器与运转机器线圈之电流增加及噪声之辐射，并且令保险丝与其它安全组件提前不良。

另外其集肤效应（skineffect）亦对变压器与电缆产生问题。

这就是为何电力公司关心因电源供应器、电子稳压器与电压转换器之成长所产生之总谐波失真THD（Totalharmonicdistortion）到达一个无法接受的程度。

有了升压转换器可使电压高于输入电压，强迫负载端与输入电压同相位抽取电流以去除谐波之发射。

■工作模式

功因校正（PFC）有两种工作模式。

非连续电流模式与连续电流模式。

在非连续性模式，升压转换之MOSFET在电感电流降为零时开始导通，而在电感电流达到所需之输入参考电压值时（图9），MOSFET则关断。

利用此方式使输入波形跟随输入电压波形，得到接近于1的功因。

▲图9:

非连续模式之工作波形。

非连续性电流模式可用于功率300瓦以下之SMPS上。

相较于连续电流模式设备，非电流模式设备有较大的磁芯，且因有较大的电流变化量而有较大的I2R损耗和集肤效应损耗，也因此需要较大之输入滤波器。

但反之、因MOSFET的导通在电感电流为零时，所以不必考虑升压二极管之逆向回复电流（reverserecoverycurrent）之规格，也因此可使用较便宜之二极管。

一般连续性电流模式可用于功率大于300瓦之SMPS上，不同于非连续性电流模式之MOSFET于零电流导通，连续性电流模式之电感电流不会降为零（图10）。

因此电感电压变化较小，而有较低I2R损耗。

且因有较小之涟波电流，而有较小之磁铁芯损耗。

又因较低的电压变化，有较低的电磁干扰及较小的输入滤波器。

又因MOSFET导通不在零电感电流时，因此需要使用快速逆向回复电流之升压二极管以减低损耗。

▲图10:

连续模式之工作波形。

■非连续性电流模式

临界导通模式（criticalconductionmode）

一个临界导通模式组件是一个电压控制模式的组件，其工作在连续模式与非连续模式之间。

检视返驰式SMPS工作于连续性电流模式与非连续性电流模式之不同，可比较容易明了临界导通模式之工作。

当工作于非连续性电流模式，一次侧的开关组件关断后，变压器的一次侧绕组重新储存能量前，有一段deadtime（如图11）。

▲图11:

返驰式电源、非连续模式之一次侧电流。

当工作于连续性电流模式时，一次侧的开关组件关断后，变压器的一次侧绕组不会把能量放完，如图12显示一次侧绕组不是由零开始储能，而是尚有残存电流在线圈中。

▲图12:

返驰式电源、连续模式之一次侧电流。

而临界导通模式，周期与周期间，没有deadtime，但开关组件在开通前，电感都为零电流。

图9中所示之AC输入电流为电流连续波形，其峰值电流为两倍于平均输入电流。

在此工作模式下，工作频率变化但导通时间固定。

■连续性电流模式

平均电流模式（AverageCurrentMode）

增益调变器（gainmodulator）是PFC控制器重要的核心之一，具有两个输入及一个输出，如图13、Gainmodulator方块左边的输入为参考电流（referencecurrentISINE）。

参考电流为与输入全波整流电压成正比的输入电流。

另一个输入位于方块之下方，来自电压erroramplifier。

此erroramplifier将输出电压经分压与参考考电压比较产生输出讯号。

Erroramplifier必须有较小频宽以免输出电压变化太剧烈，或不规则的涟波影响erroramplifier输出。

GainModulator将参考电流与来自erroramplifier的误差电压相乘以产生输出讯号。

图13显示ML4821（纯PFC控制器）的主要方块：

包括电流控制回路、电压控制回路、PWM控制与增益调变器（gainmodulator）。

电流控制回路主要是要使电流波形跟随电压波形。

为了使电流波形跟随电压波形，内部电流放大器必须要有足够的频宽以取得足够的输出电压谐波。

其频宽由外部电阻和电容设定，一般在几KHz（使其不要受突然的瞬时变化影响），利用来自gainmodulator之信息来调整PWM控制器以控制MOSFET的开通与关断。

而gainmodulator与电压控制回路分别对输入电流与输出电压抽样，利用此两个

▲图13:

平均电流模式之PFC控制器。

数据以决定输入电流之增益，并用其得到之结果与输出抽样电流比较以决定PWM之工作周期（duty）。

此PWM控制使用后缘调变（trailing-edgemodulation）。

图14中，穿过锯齿波的线为电流回路控制之差动放大器（differentialamplifier）的输出。

此输出经由R-S正反器（flip-flop）来控制功率MOSFET。

图14为平均电流模式波形，图15为一般可见到的平均电流模式PFC波形。

▲图14:

后缘控制调变。

▲图15:

标准之平均电流模式波形。

输入电流整形（inputcurrentshaping）

inputcurrentshaping为另一种连续电流模式，图16所示为其PFC之内部方块，不像传统平均电流控制模式PFC控制器，此模式不需要输入电压信息与乘法器。

根据误差放大器之输出电压改变内部ramp之斜率。

而根据电流侦测之信息与ramp讯号以决定功率MOSFET之导通时间。

如图17a。

当电流侦测电压到达ramp讯号值，开关导通。

而开关关断由内部时序讯号决定。

借着调整内部ramp讯号斜率，可控制输出电压。

比较图17a与17b可知当斜率增加，平均电流增加。

当斜率减少则平均电流减少。

利用连续电流模式的特性，由下式可知当导通时，电感电流与正弦波成正比。

如18图因此在一个开关周期，最小之电感电流值与正弦波电流参考值一致。

但电感之峰值电流因不受控制，电感之平均电流可能不是正弦波，为了让电感电流尽量接近正弦波，需使用较大之电感以降低涟波。

：

导通时

关断时

CCM条件下

从开关由关断到导通之期间

▲图16:

inputcurrentshaping之PFC控制器。

▲图17a:

inputcurrentshaping之PFC波形。

▲图17b:

▲图18:

■前缘调变（leadingedgemodulation；

LEM）／后缘调变（trailingedgemodulation；

TEM）VS后缘调变／后缘调变（TEM/TEM）

后缘调变（TEM）／后缘调变（TEM）

图19a显示PFC电感正储存能量，图19b显示能量由PFC电感传输至PFC输出大电容。

图19c显示当PWM开关导通储存于PFC大电容之能量被用来驱动负载。

因此每当重复一次开关周期PFC大电容必须充饱，因为在PWM开关导通时大电容被放电。

使用此TEM/TEM控制模式需要较大的PFC电容。

▲图19a:

对PFC之电感储能。

▲图19b:

对PFC之大电容充电。

▲图19c:

对输出供能。

前缘调变（LEM）／后缘调变（TEM）

在LEM/TEM工作模式下，PFC与PWM开关是连动的，其导通与关断为180度相差。

所以当PFC开关关断时，PWM开关导通，反之亦然。

首先当PFC开关图20a与20b显示其动作。

此工作模式PFC大电容不需要很大，因为输出的能量不完成由PFC电容提供，电感亦分担其一部分能量。

▲图20a:

▲图20b:

对PFC之大电容充电并对输出提供能量。

■结论

低功率因子之设备产品，除了浪费能源亦增加电力公司不必要的额外负担，因此PFC成为电力系统设计的重要考量之一。

有许多规范致力推动使消耗电力之设备产品之功率因子达到1，并使总谐波失真为最低。

依据输出功率与设计者之考量，可使用单一非连续控制模式或连续控制模式之PFC控制器，或使用连续模示之PFC/PWM二合一之控制器。

可以预期的是需要具备PFC功能之产品之最低功率设定将越来越低。