多路话音PCM时分复用信号的2DPSK调制与解调Word格式文档下载.docx
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（三）设计要求
（1）基于通信原理实验箱（旧）实现；
（2）实现单路话音信号的PCM编码；
（3）实现多路PCM信号的时分复用；
（4）多路PCM信号2DPSK调制后传输；
（5）实现接收信号的解调、分接与译码；
（6）要考虑实现载波同步、位同步和帧同步电路。
（7）观察输出信号的眼图。
（四）内容简介
脉冲编码调制（PCM）是现代语音通信中数字化的重要编码方式，2DPSK是数字调制方式的一种。
本课程设计利用通信原理实验箱实现单路话音信号的抽样、压缩、均匀量化与编码得到两个单路PCM信号，接着将两路PCM信号进行复接，实现实现多路PCM信号的时分复用，又将多路PCM信号经2DPSK调制后传输，后经2DPSK进行解调，最后实现实现接收信号的PCM译码。
可以为数字化通信系统奠定基础。
课程设计用到了实验箱的大部分，本文介绍硬件电路实现的一系列数字信号传输的设计思路及具体过程，并对实现结果进行分析。
设计的整体框图如图1所示。
复接器
话音输入2
PCM信号2
图1多路话音PCM时分复用信号的2DPSK调制与解调设计总框图
二．设计基本原理
（一）整体设计原理
本设计系统涵盖了数字频带传输的主要内容及时分复用技术,其设计思路是如下图所示的两路PCM/2DPSK数字电话系统。
AK
图2设计的详细整体框图
图2中STA、STB分别为发端的两路模拟话音信号，BS为时钟信号，SLA、SLB为抽样信号，F为帧同步码，AK为绝对码，BK为相对码。
在收端CP为位同步信号，FS为帧同步信号，F1、F2为两个路同步信号，SRA、SRB为两个PCM译码器输出的模拟话音信号。
图中发滤波器用来限制进入信道的信号带宽，提高信道的频带利用率。
收滤波器用来滤除带外噪声并与发滤波器、信道相配合满足无码间串扰条件。
由于系统的频率特性、码速率与码间串扰之间的关系比较适合于软件仿真实验，再考虑到收端有关信号波形的可观测性，我们在本实验系统中省略了发滤波器、信道及收滤波器，而直接将2PSK调制器输出信号连接到载波提取单元和相干解调单元。
（二）PCM编译码原理
脉冲编码调制（pulsecodemodulation，PCM）是概念上最简单、理论上最完善的编码系统，是最早研制成功、使用最为广泛的编码系统，但也是数据量最大的编码系统。
PCM的编码原理比较直观和简单，图3为PCM系统的原理框图：
m（t）
图3PCM系统的原理框图
图中，输入的模拟信号m（t）经抽样、量化、编码后变成了数字信号（PCM信号），经信道传输到达接收端，由译码器恢复出抽样值序列，再由低通滤波器滤出模拟基带信号m（t）。
通常，将量化与编码的组合称为模/数变换器（A/D变换器）；
而译码与低通滤波的组合称为数/模变换器（D/A变换器）。
前者完成由模拟信号到数字信号的变换，后者则相反，即完成数字信号到模拟信号的变换。
PCM在通信系统中完成将语音信号数字化功能，它的实现主要包括三个步骤完成：
抽样、量化、编码。
分别完成时间上离散、幅度上离散、及量化信号的二进制表示。
根据CCITT的建议，为改善小信号量化性能，采用压扩非均匀量化，有两种建议方式，分别为A律和μ律方式，我国采用了A律方式，由于A律压缩实现复杂，常使用13折线法编码,采用非均匀量化PCM编码。
（1）抽样
所谓抽样，就是对模拟信号进行周期性扫描，把时间上连续的信号变成时间上离散的信号。
该模拟信号经过抽样后还应当包含原信号中所有信息，也就是说能无失真的恢复原模拟信号。
它的抽样速率的下限是由抽样定理确定的。
（2）量化
量化，就是把经过抽样得到的瞬时值将其幅度离散，即用一组规定的电平，把瞬时抽样值用最接近的电平值来表示。
从数学上来看，量化就是把一个连续幅度值的无限数集合映射成一个离散幅度值的有限数集合。
一个模拟信号经过抽样量化后，得到已量化的脉冲幅度调制信号，它仅为有限个数值。
如图4所示，量化器输出L个量化值
，k=1，2，3，…，L。
常称为重建电平或量化电平。
当量化器输入信号幅度x落在
与
之间时，量化器输出电平为
。
这个量化过程可以表达为：
量化值
这里
称为分层电平或判决阈值。
通常
称为量化间隔。
图4量化器
模拟信号的量化分为均匀量化和非均匀量化。
均匀量化：
用这种方法量化输入信号时，无论对大的输入信号还是小的输入信号一律都采用相同的量化间隔。
为了适应幅度大的输入信号，同时又要满足精度要求，就需要增加样本的位数。
但是，对话音信号来说，大信号出现的机会并不多，增加的样本位数就没有充分利用。
为了克服这个不足，就出现了非均匀量化的方法。
非均匀量化：
非均匀量化是根据信号的不同区间来确定量化间隔的。
对于信号取值小的区间，其量化间隔
也小；
反之，量化间隔就大。
它与均匀量化相比，有两个突出的优点。
首先，当输入量化器的信号具有非均匀分布的概率密度（实际中常常是这样）时，非均匀量化器的输出端可以得到较高的平均信号量化噪声功率比；
其次，非均匀量化时，量化噪声功率的均方根值基本上与信号抽样值成比例。
因此量化噪声对大、小信号的影响大致相同，即改善了小信号时的量化信噪比。
实际中，非均匀量化的实际方法通常是将抽样值通过压缩再进行均匀量化。
通常使用的压缩器中，大多采用对数式压缩。
广泛采用的两种对数压缩律是
压缩律和A压缩律。
美国采用
压缩律，我国和欧洲各国均采用A压缩律，所谓A压缩律也就是压缩器具有如下特性的压缩律：
，
由于A律压缩实现复杂，常使用13折线法编码,压扩特性图如图5所示：
图5A律函数13折线压扩特性图
这样，它基本上保持了连续压扩特性曲线的优点，又便于用数字电路实现，本设计中所用到的PCM编码正是采用这种压扩特性来进行编码的。
表113折线时的
值与计算
值的比较
1
按折线
分段时的
段落
2
3
4
5
6
7
8
斜率
16
表1中第二行的值是根据时计算得到的，第三行的值是13折线分段时的值。
可见，13折线各段落的分界点与曲线十分逼近，同时按2的幂次分割有利于数字化。
（3）编码
所谓编码就是把量化后的信号变换成代码，其相反的过程称为译码。
当然，这里的编码和译码与差错控制编码和译码是完全不同的，前者是属于信源编码的范畴。
在现有的编码方法中，若按编码的速度来分，可分为两大类：
低速编码和高速编码。
通信中一般都采用第二类。
编码器的种类大体上可以归结为三类：
逐次比较型、折叠级联型、混合型。
在逐次比较型编码方式中，一般均按极性码、段落码、段内码的顺序排列。
下面结合13折线的量化来加以说明。
表2段落码表3段内码
段落序号
段落码
量化级
段内码
111
15
1111
14
1110
110
13
1101
12
1100
101
11
1011
10
1010
100
9
1001
1000
011
0111
0110
010
0101
0100
001
0011
0010
000
0001
0000
在13折线法中，无论输入信号是正是负，均按8段折线（8个段落）进行编码。
若用8位折叠二进制码来表示输入信号的抽样量化值，其中用第一位表示量化值的极性，其余七位（第二位至第八位）则表示抽样量化值的绝对大小。
具体的做法是：
用第二至第四位表示段落码，它的8种可能状态来分别代表8个段落的起点电平。
其它四位表示段内码，它的16种可能状态来分别代表每一段落的16个均匀划分的量化级。
这样处理的结果，8个段落被划分成27＝128个量化级。
段落码和8个段落之间的关系如表2所示；
段内码与16个量化级之间的关系见表3。
（三）时分多路复用原理
时分多路复用通信，是各路信号在同一信道上占有不同时间间隙进行通信。
由抽样理论可知，抽样的一个重要作用是将时间上连续的信号变成时间上离散的信号，其在信道上占用时间的有限性，为多路信号沿同一信道传输提供了条件。
具体说，就是把时间分成一些均匀的时间间隙，将各路信号的传输时间分配在不同的时间间隙，以达到互相分开，互不干扰的目的。
图6示出了TDM的概念，先对各路模拟信号抽样，并在抽样时进行复接，然后进行量化、编码、传输。
图6时分多路复用原理
（四）二进制差分相移键控（2DPSK）
（1）2DPSK信号的调制原理
传输系统中要保证信息的有效传输就必须要有较高的传输速率和很低的误码率！
为了后的较低的误码率，就得让传输的信号又较低的误码率。
在传输信号中，2PSK信号和2ASK及2FSK信号相比，具有较好的误码率性能，但是，在2PSK信号传输系统中存在相位不确定性，并将造成接收码元“0”和“1”的颠倒，产生误码。
为了保证2PSK的优点，又不会产生误码，将2PSK体制改进为二进制差分相移键控（2DPSK），及相对相移键控。
2DPSK方式即是利用前后相邻码元的相对相位值去表示数字信息的一种方式。
现假设用Φ表示本码元初相与前一码元初相之差，并规定：
Φ＝0表示0码，Φ＝π表示1码。
则数字信息序列与2DPSK信号的码元相位关系可举例表示如2PSK信号是用载波的不同相位直接去表示相应的数字信号而得出的，在接收端只能采用相干解调，它的时域波形图如图7所示。
图72DPSK信号
在这种绝对移相方式中，发送端是采用某一个相位作为基准，所以在系统接收端也必须采用相同的基准相位。
如果基准相位发生变化，则在接收端回复的信号将与发送的数字信息完全相反。
所以在实际过程中一般不采用绝对移相方式，而采用相对移相方式。
定义∆Φ为本码元初相与前一码元初相之差，假设：
∆Φ=0→数字信息“0”；
∆Φ=π→数字信息“1”。
则数字信息序列与2DPSK信号的码元相位关系可举例表示如下：
数字信息：
1011011101
DPSK信号相位：
（0）ππ0ππ0π00π
或：
（π）00π00π0ππ0
采用π相位后，若已接收2DPSK序列为π0πππ0ππ0，则经过解调后和逆码变换后可得基带信号，这一过程如下：
2DPSK信号：
（0）π0πππ0ππ0（π）0π000π00π
∆Φ：
πππ00ππ0ππππ00ππ0π
变换后序列：
（0）101110110（π）010001001（相对码）
基带信号：
111001101111001101（绝对码）
虽然相同信噪比2DPSK信号的比2PSK稍高一点，但比2PSK要稳定得多。
（2）2DPSK信号的解调原理
2DPSK信号最常用的解调方法有两种，一种是极性比较和码变换法，另一种是差分相干解调法。
2DPSK信号解调的极性相位比较法：
原理是2DPSK信号先经过带通滤波器，滤除调制信号频带以外的在信道中混入的噪声，此后该信号分为两路，一路延时一个码元的时间后与另一路的信号相乘，再经过低通滤波器去除高频成分，得到包含基带信号的低频信号，将其送入抽样判决器中进行抽样判决，抽样判决器的输出即为原基带信号。
它的原理框图如图8所示。
延迟T
带通滤波器
图8极性比较解调原理图
2DPSK信号解调的差分相干解调法：
差分相干解调的原理是2DPSK信号先经过带通滤波器，去除调制信号频带以外的在信道中混入的噪声，再与本地载波相乘，去掉调制信号中的载波成分，再经过低通滤波器去除高频成分，得到包含基带信号的低频信号，将其送入抽样判决器中进行抽样判决的到基带信号的差分码，再经过逆差分器，就得到了基带信号。
它的原理框图如图9所示。
2DPSK
图9差分相干解调原理图
差分变换模型的功能是将输入的基带信号变为它的差分码。
逆码变换器原理图如图10所示：
图10逆码变换原理框图
相干解调是指利用乘法器，输入一路与载频相干（同频同相）的参考信号与载频相乘。
原始信号2DPSK与载频cos（ωt+θ）调制后得到信号Acos（ωt+θ）；
解调时引入相干（同频同相）的参考信号cos（ωt+θ），则得到：
Acos（ωt+θ）cos（ωt+θ）
利用积化和差公式可以得到
A*1/2*[cos（ωt+θ+ωt+θ）+cos（ωt+θ-ωt-θ）]
=A*1/2*[cos（2ωt+2θ）+cos（0）]
=A/2*[cos（2ωt+2θ）+1]
=A/2+A/2cos（2ωt+2θ）
利用低通滤波器将高频信号cos（2ωt+2θ）滤除，即得原始信号A。
因此相干解调需要已知发送端的同步信号，在接收端需要相应的接收机和载波同步。
（五）眼图
所谓“眼图”，就是由解调后经过低通滤波器输出的基带信号，以码元定时作为同步信号在示波器屏幕上显示的波形。
干扰和失真所产生的传输畸变，可以在眼图上清楚地显示出来。
因为对于二进制信号波形，它很象一只人的眼睛。
在图11中画出两个无噪声的波形和相应的“眼图”，一个无失真，另一个有失真（码间串扰）。
图11中可以看出，眼图是由虚线分段的接收码元波形叠加组成的。
眼图中央的垂直线表示取样时刻。
当波形没有失真时，眼图是一只“完全张开”的眼睛。
在取样时刻，所有可能的取样值仅有两个：
+1或-1。
当波形有失真时，在取样时刻信号取值分布在小于+1或大于-1附近，“眼睛”部分闭合。
这样，保证正确判决所容许的噪声电平就减小了。
换言之，在随机噪声的功率给定时，将使误码率增加。
“眼睛”张开的大小就指明失真的严重程度。
（a）无码间串扰时波形；
无码间串扰眼图
（b）有码间串扰时波形；
有码间串扰眼图
图11无失真及有失真时的波形及眼图
为便于说明眼图和系统性能的关系，我们将它简化成图12的形状。
由此图可以看出：
（1）最佳取样时刻应选择在眼睛张开最大的时刻；
（2）眼睛闭合的速率，即眼图斜边的斜率，表示系统对定时误差灵敏的程度，斜边愈陡，对定位误差愈敏感；
（3）在取样时刻上，阴影区的垂直宽度表示最大信号失真量；
（4）在取样时刻上，上下两阴影区的间隔垂直距离之半是最小噪声容限，噪声瞬时值超过它就有可能发生错误判决；
（5）阴影区与横轴相交的区间表示零点位置变动范围，它对于从信号平均零点位置提取定时信息的解调器有重要影响。
实验室理想状态下的眼图如图图13所示。
图12眼图的重要性质
（a）二进制系统（b）随机数据输入用的二进制系统
图13实验室理想状态下的眼图
在图13中给出从示波器上观察到的比较理想状态下的眼图照片。
衡量眼图质量的几个重要参数有：
1.眼图开启度（U-2ΔU）/U
指在最佳抽样点处眼图幅度“张开”的程度。
无畸变眼图的开启度应为100%。
其中U=U++U-
2.“眼皮”厚度2ΔU/U
指在最佳抽样点处眼图幅度的闭合部分与最大幅度之比，无畸变眼图的“眼皮”厚度应等于0。
3.交叉点发散度ΔT/T
指眼图过零点交叉线的发散程度，无畸变眼图的交叉点发散度应为0。
4.正负极性不对称度
指在最佳抽样点处眼图正、负幅度的不对称程度。
无畸变眼图的极性不对称度应为0。
最后，还需要指出的是：
由于噪声瞬时电平的影响无法在眼图中得到完整的反映，因此，即使在示波器上显示的眼图是张开的，也不能完全保证判决全部准确。
不过，原则上总是眼睛张开得越大，实际判决越准确。
所以，还是可以通过眼图的张开度来衡量和比较基带信号的质量，并以此为依据来调整信号在信道中的传输特性，使信号在通信系统信道中传输尽最大可能接近于最佳工作状态。
（六）实验箱（旧）电路原理
（1）PCM编译码模块
PCM电路及测量点该模块上有以下测试点和输入点：
BSPCM基群时钟信号（位同步信号）测试点
SL0PCM基群第0个时隙同步信号
SLA信号A的抽样信号及时隙同步信号测试点
SLB信号B的抽样信号及时隙同步信号测试点
SRB信号B译码输出信号测试点
STA输入到编码器A的信号测试点
SRA信号A译码输出信号测试点
STB输入到编码器B的信号测试点
PCMPCM基群信号测试点
PCM-A信号A编码结果测试点
PCM-B信号B编码结果测试点
STA-IN外部音频信号A输入点
STB-IN外部音频信号B输入点
本模块上有三个开关K5、K6和K8，K5、K6用来选择两个编码器的输入信号，开关手柄处于左边（STA-IN、STB-IN）时选择外部信号、处于右边（STA-S、STB-S）时选择模块内部音频正弦信号。
K8用来选择SLB信号为时隙同步信号SL1、SL2、SL5、SL7中的某一个。
图14PCM编译码原理方框图
图14各单元与电路板上元器件之间的对应关系如下：
·
晶振U75：
非门74LS04；
CRY1：
4096KHz晶体
分频器1U78:
A：
U78:
D：
触发器74LS74；
U79：
计数器74LS193
分频器2U80：
计数器74LS193；
B：
触发器74LS74
抽样信号产生器U81：
单稳74LS123；
U76：
移位寄存器74LS164
PCM编译码器AU82：
PCM编译码集成电路TP3057（CD22357）
PCM编译码器BU83：
帧同步信号产生器U77：
8位数据产生器74HC151；
U86:
与门7408
正弦信号源AU87：
运放UA741
正弦信号源BU88：
复接器U85：
或门74LS32
晶振、分频器1、分频器2及抽样信号（时隙同步信号）产生器构成一个定时器，为两个PCM编译码器提供2.048MHz的时钟信号和8KHz的时隙同步信号。
在实际通信系统中，译码器的时钟信号（即位同步信号）及时隙同步信号（即帧同步信号）应从接收到的数据流中提取，方法如实验五及实验六所述。
此处将同步器产生的时钟信号及时隙同步信号直接送给译码器。
由于时钟频率为2.048MHz，抽样信号频率为8KHz，故PCM-A及PCM-B的码速率都是2.048MB，一帧中有32个时隙，其中1个时隙为PCM编码数据，另外31个时隙都是空时隙。
PCM信号码速率也是2.048MB，一帧中的32个时隙中有29个是空时隙，第0时隙为帧同步码（×
1110010）时隙，第2时隙为信号A的时隙，第1（或第5、或第7—由开关K8控制）时隙为信号B的时隙。
本模块产生的PCM信号类似于PCM基群信号，但第16个时隙没有信令信号，第0时隙中的信号与PCM基群的第0时隙的信号也不完全相同。
由于两个PCM编译码器用同一个时钟信号，因而可以对它们进行同步复接（即不需要进行码速调整）。
又由于两个编码器输出数据处于不同时隙，故可对PCM-A和PCM-B进行线或。
本模块中用或门74LS32对PCM-A、PCM-B及帧同步信号进行复接。
在译码之前，不需要对PCM进行分接处理，译码器的时隙同步信号实际上起到了对信号分路的作用。
语音信号的抽样信号频率为8KHz，为了不发生频谱混叠，常将语音信号经截止频率为3.4KHz的低通滤波器处理后再进行A/D处理。
语音信号的最低频率一般为300Hz。
TP3057编码器的低通滤波器和高通滤波器决定了编译码系统的频率特性，当输入信号频率超过这两个滤波器的频率范围时，译码输出信号幅度迅速下降。
这就是PCM编译码系统频率特性的含义。
（2）数字调制模块
本实验用到数字信源模块和数字调制模块。
信源模块向调制模块提供数字基带信号（NRZ码）和位同步信号BS（已在实验电路板上连通，不必手工接线）。
调制模块将输入的绝对码AK（NRZ码）变为相对码BK、用键控法产生2ASK、2FSK、2DPSK信号。
调制模块内部只用+5V电压。
数字调制单元的原理方框图如图15所示，电原理图如图2-2所示（见附录）。
图15数字调制方框图
本单元有以下测试点及输入输出点：
CAR2DPSK信号载波测试点
BK相对码测试点
2DPSK2DPSK信号测试点/输出点，VP-P>
0.5V
（3）2DPSK模块
图16给出了传输两路数字信号的时分复用2DPSK通信系统原理框图（2FSK通信系统与此类似）。
图中m（t）为时分复用数字基带信号，为NRZ码，发滤波器及收滤波器的作用与基带系统相同。
本实验假设信道是理想的，收、发端都无带通滤波器。
m（t）由数字信源提供，即为NRZ信号。
图162DPSK时分复用通信系统
三．设计分析及实现结果
课程设计利用通信原理实验箱实现单路话音信号的抽样、压缩、均匀量化与编码得到两个单路PCM信号，接着将两路PCM信号进行复接，实现实现多路PC
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