Multisim7快速入门第11章Word格式.docx
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图11-2 完全调幅电路输出波形图 图11-3 调幅指数为1时完全调幅电路输出波形
（4）下面通过频谱分析来观察调制前后频谱的变化。
此处可以采用仪器栏的频谱分析仪或傅立叶分析来观察，这两种方法本质是完全一样。
本例采用傅立叶分析方法。
（5）依次执行“Simulate”/“Analysis”/“FourierAnalysis”命令，将弹出如图11-4所示对话框。
设置分析的基频为1000Hz，分析次数20次，在OutputVariables选项卡设置好输出节点（乘法器的输出端），此处输出节点数为6，单击“Simulate”按钮，得到如图11-5所示的分析结果。
图11-4 傅立叶分析设置图11-5 调制信号频率为1kHz时傅立叶分析结果
（6）从该结果可看出已调信号中心频率为10kHz，有9kHz和11kHz上下两个边频分量。
因为载波频率为10kHz，而调制信号频率为1kHz。
根据AM调制方式原理，中心频率应为载波信号频率fC=10kHz，上下边频应为载波信号频率加减调制信号频率，分别应为9kHz和11kHz，这和图11-5的仿真结果完全吻合。
（7）将调制信号频率设置为2kHz，重新启动傅立叶分析，得到如图11-6所示的结果，中心频率不变，而上下边频分别变为8kHz和12kHz。
图11-6 调制信号频率设置为2kHz时傅立叶分析结果
通过以上分析，说明载波信号不携带消息，已调信号频谱结构完全是基带信号m（t）频谱的简单平移或线性变换。
11.2双边带信号的调制与解调
11.2.1DSB信号的调制
在普通双边带调幅中载波功率是无用的，因为信息完成由边带传送。
如果要抑制载波，只需在调制信号中不附加直流分量A即可，这就称为抑制了载波的双边带调幅信号，也称DSB信号，该方式具有明显的节省能量的优点，但是解调电路与普通AM调制信号解调电路相比要复杂。
DSB信号的调制原理如图11-7所示。
设载波为S（t），调制电压为m（t）（不含直流分量），最后得到的已调信号Sm（t）没有直流量，即包络线过零点，如图11-7中左下图所示，从右图对应的频谱分析可看出，已调信号Sm（t）的频谱Sm
只有上下两个边带的频谱而不像图11-5所示普通调制方式的频谱中存在一个中心频率。
图11-7 DSB信号调制原理图
下面建立DSB信号的调制与解调电路，并进行仿真分析，步骤如下：
（1）首先建立如图11-8所示的电路。
该电路中：
A1是乘法器；
V1是载波信号；
V2是调制信号；
V1和V2经乘法器相乘输出双边带信号，该信号经乘法器A2解调，V3是恢复载波信号。
图11-8 DSB信号调制与解调电路图
（2）启动仿真，双击示波器图标，可以得到调制与解调信号波形，如图11-9所示。
得到的DSB调制信号包络线没有直流量，即包络线过零点；
而解调信号波形不是期待的调制信号V2的波形，即频率为1kHz的标准正弦波，而包含很多谐波成分，需要对其进行滤波，下面采用Multisim7的滤波器设置向导来对其进行滤波。
为了便于观察，此处将示波器Y轴坐标设置了偏置。
（3）依次执行“Tools”/“FilterWizard”命令，将弹出如图11-10所示对话框，此处使用无源低通滤波器，通带频率为1kHz，截止频率为1.5kHz，选用巴特沃斯型，如图11-10设置后，单击“Verify”按钮，如果设置正确，在图中会出现“calculationwassuccessfullycompleted”（计算成功完成）文字。
图11-9 DSB信号调制与解调波形 图11-10 滤波器设计向导参数设置
（4）单击图11-10中的“BuildCircuit（建立电路）”按钮，将会用无源器件自动生成设计的滤波器，得到如图11-11所示的电路。
（5）重新启动仿真，双击示波器，得到如图11-12所示的波形，该波形为标准正弦信号，频率为1kHz，但幅值与V2相比有所降低，可以对其进行放大。
图11-11 加滤波器后的DSB调制与解调电路
图11-12 加滤波器后的DSB解调波形
（6）下面通过傅立叶分析来对图11-8的电路进行频谱分析，依次执行“Simulate”/“Analysis”/“FourierAnalysis”命令，弹出如图11-13所示对话框，设置基频为1000Hz，分析次数15次，设置好输出节点，此处输出节点数为2（即乘法器A1输出），单击“Simulate”按钮，得到如图11-14所示的分析结果。
（7）从图11-14中的分析结果可看出，该频谱只有上下两个边带频谱，分别为9kHz和11kHz，而没有10kHz的载波信号频谱，说明载波信号受到抑制，仿真结果和理论分析吻合。
图11-13傅立叶分析设置 图11-14DSB调制信号傅立叶分析结果
11.3
二极管包络检波电路
11.3.1二极管包络检波的物理过程
如图11-15所示为二极管包络检波电路原理图。
为便于讨论，假设二极管的伏安特性表示为：
I=
式中，gD为二极管导通时正向电导，也可用正向电阻rD表示，即rD＝l/gD。
令高频输入电压uS为等幅波，参照图11-15（a）可看到，每当二极管导通时，高频输入电压通过二极管向电容C充电，充电时间常数为rDC，每当二极管截止时，电容C向RL放电，放电时间常数RLC。
充放电时的电流方向已在11-15（a）上标出。
通常rD<
<
RL，因此对电容C来说，充电速度快、放电速度慢，输出电压uo正是在这样的充放电过程中逐步建立起来的。
相对于二极管的极性而言，uo是一个反向电压，还起着使二极管趋向截止的作用，所以随着uo的逐步上升，二极管的导通时间逐渐缩短，电流通角
逐步减小。
经过若干个高频周期后，当导通期间电容C上的充电电荷量等于截止期间的放电电荷量时，充放电达到动态平衡。
这时检波器的输出电压uo就按高频信号的角频率作锯齿状的等幅波动，但其平均值UaV是稳定的，如图11-15（b）中所示。
在动态平衡时，二极管导通时间维持不变，电流通角保持恒定，如图11-15（c）所示。
图11-15 二极管检波器的电压及电流波形
11.3.2二极管包络检波电路的失真
在二极管包络检波器中，主要有两种非线性失真：
惰性失真和负峰切割失真。
若RL、C参数选择合适，那末电容C在充放电达到动态平衡时，其两端的平均电压能够不失真地跟随输入电压包络变化。
但如果选择过大的RL、C参数，那末电容C放电速度过慢，就可能在输入电压包络的下降段时间内，输出电压跟不上输入电压包络的变化．而是按电容C的放电规律变化，从而产生失真，通常称这种失真称为惰性失真。
调制信号频率越高或调制系数越大，则输入电压包络下降速度越快，惰性失真也越易产生。
负峰切割失真主要因为回路的交直流等效电阻不同而引起的。
为了把检波器的输出电压耦合到下级电路（如低频放大器），一般都需要通过一个容量很大的电容CC与下级电路相连，如图11-16所示。
此外，电容CC（不论容量大小）所起的隔直作用，可避免检波器输出电压中的直流分量影响下级电路静态工作点。
图中
表示下级电路的输入电阻。
显然，对检波器来说：
直流负载：
RL
交流负载：
图11-16二极管检波器与下级电路耦合
上式表明，
越大，也就是
越接近
，即交直流电阻越接近，则负峰切割失真越不容易产生。
另一方面也表明，负峰切割失真与调制信号频率曲高低无关，这是与惰性失真不同之处。
在实际电路中，为了提高
可在检波器和下级放大器之间插入一级射极跟随器。
最后应当指出，产生惰性失真和负峰切割失真的根本原因还是二极管的非线性伏安特性。
因为电阻和电容都是线性元件，它们本身不会产生非线性失真、只是在与二极管相连接而导致二极管不正常截止时，才会产生非线性失真。
11.3.3仿真分析
下面通过Multisim7建立二极管包络检波电路，并分析其原理和失真，其步骤如下：
（1）建立如图11-17所示电路，该电路中通过乘法器产生一普通AM调制信号，再通过二极管检波电路检出波形。
图中C2是隔直电容，R2是负载电阻。
图11-17 二极管检波器电路
（2）启动仿真电路，双击示波器得到AM调制信号和通过二极管包络检波器检出的波形如图11-18所示，输出的解调信号跟踪了调制信号包络的变化。
图11-18 AM调制信号和二极管检波器检出的波形
（3）增大图11-17电路中的电容C1为100nF，重新启动仿真，观察到示波器波形如图11-19所示，二极管检波器检出波形下降部分产生惰性失真，已经不能跟踪输入波形包络变化。
（4）改变图11-17电路中的电阻R3阻值为1kOhm，启动仿真，观察到示波器波形如图11-20所示，二极管检波器检出波形产生了负切割失真，已经不再是正弦信号。
图11-19 惰性失真的波形图11-20 负切割失真的波形
（5）从图11-18的波形中可看出，二极管检波器检出波形有很多纹波，可以在图11-17所示电路输出信号加一级低通滤波器，得到正弦信号，建立电路如图11-21所示，双击示波器，得到波形如图11-22所示，得到频率为1kHz的正弦信号。
图11-21 加滤波器后的二极管检波器
图11-22 加滤波器后的二极管检波器检出波形
11.4DC-DC变换电路
直流-直流（DC-DC）变换器是指将一种形式的直流电源变换为另一种形式直流电源（不同电压或电流）的电力电子装置。
直流-直流变换器按工作原理不同可分为谐振型和非谐振型两大类。
谐振型直流-直流变换器利用谐振技术，控制开关元器件在开、关瞬间所承受的电压或电流为零，从而降低开关损耗，提高变换效率，并有利于进一步提高开关频率。
非谐振型直流-直流变换器中开关主器件在开通瞬间器件上存在较高电压，关断瞬间器件中流过的电流非零，这种状态下工作的开关通常称为“硬开关”，相应地谐振型变换器中的开关称为“软开关”。
非谐振型变换器主要有脉冲频率调制（PFM）、脉冲宽度调制（PWM）及混合调制三种控制方式。
所谓脉冲频率调制是指保持开关器件导通宽度不变，通过改变脉冲周期来控制开关器件导通与关断时间的比例。
而脉冲宽度调制是指保持开关器件的脉冲周期不变，通过改变脉冲宽度来控制开关器件的导通与关断时间的比例。
混合调制是指脉冲宽度与脉冲周期都改变的控制方式。
本节主要介绍采用脉冲宽度调制（PWM）技术时，非谐振型升压、降压型直流-直流变换器的典型电路结构、工作原理及仿真分析方法。
11.4.1BULK电路仿真
降压变换电路又称BULK变换电路。
它对输入电压进行降压变换，其输出电压低于输入电压，其电路结构如图11-23所示。
开关器件可根据应用需要进行选择，可采用IGBT、MOSFET和GTR等器件。
L1为能量传递电感，C1为滤波电容，R1为模拟负载，D1为续流二极管。
采用PWM等控制方法，通过控制主开关器件的导通比，可控制降压变换器的输出电压。
图11-23 BULK电路
电路工作原理是：
设开关管Q1由脉冲信号V4控制，当V4为高电平时（大于开关管开启电压），导通，反之Q1关断。
Q1导通时，电源US通过电感L1向负载传递能量，此间电感电流iL增加，电感储能增加，此时UO=US-UL1、UL>
0。
当开关Q1关断，由于电感电流不能突变故iL通过二极管D1续流。
此时iL减少，电感储能减少，逐渐消耗在负载电阻R1上，L1感应电势UL＜0，此时电感电压UL2=-UO，故输出电压UO在一个周期内平均值为：
（11.4.1）
因电感电压在一周期内平均值为0，因此上式可变为：
（11.4.2）
纹波电压：
（11.4.3）
其中，ton为导通时间，T为开关管控制脉冲周期，D为占空比。
从（11.4.2）式可看出输出直流电压比输入电压减小了，因为占空比小于1，即实现了降压变换。
因为降压变换电路因为在一个周期只有部分时间（导通时）在传送能量，因此最后输出电压肯定会降低，因此控制导通时间就可控制输出电压幅值。
下面在Multisim7里建立该电路并进行仿真分析，具体步骤如下：
（1）从“Transistors”库里面的“MOS_3TEN”找到开关元件IRF3205，该元件是IR公司生产的MOSFET功率开关管，VDS电压为55V，ID=110A，开启电压VGS为10V左右。
（2）从“Sources”库里的“CONTROLLED_VOLTAGE（电压控源）”里找到“VOLTAGE_CONTROLLED_VOLTAGE（电压控电压源）”，并从信号源库里找到脉冲电压源，作为开关管控制脉冲。
（3）将其他元件和仪器如图11-23所示连接，设置控制脉冲V4如图11-24所示，设置频率为1kHz，占空比为0.5，电压为10V（此电压要大于开关管Q1最小开启电压）。
（4）启动仿真，观察示波器输出直流电压波形如图11-25所示，从示波器和电压表读数可看出输出直流电压为9.812V左右。
根据（11.4.2）式，输出直流电压应为输入的一半为10V，基本满足关系。
图11-24 脉冲电压源设置图11-25 占空比为0.5时BULK电路输出波形
（5）将控制脉冲V4的占空比设为0.3，重新启动仿真，得到如图11-26所示波形，输出直流电压变为5.6V左右。
根据公式（11.4.2），在占空比减小为0.3后，输出直流电压应减小为6V，仿真结果和理论分析基本吻合。
从示波器输出结果也可看出，减小占空比后电压纹波也减小，根据式（11.4.3），D减小后，在其他参数不变情况下，电压纹波应减小。
图11-26 占空比为0.3时BULK电路输出波形
11.4.2BOOST电路仿真
升压变换电路又称BOOST变换电路。
它对输入电压进行升压变换，其电路结构如图11-27所示。
开关器件可根据应用需要进行选择。
采用PWM等控制方法，通过控制主开关器件的导通比，可控制升压变换器的输出电压。
设开关管Q1由脉冲信号V4控制，当V4为高电平时，Q1导通，反之Q1关断。
Q1导通时，电感电压UL1=US＞0，电感电流iL增加，电感储能增加，同时负载由电容C1供电；
当V4为低电平时，Q1关断，由于电感电流不能突变故iL通过二极管D1向电容C1、负载R1继续供电，电感储能传递到电容、负载侧，此时输出电压Uo＝US-UL2，因此时iL减少，感应电势UL＜0，故Uo＞US，实现了升压变换。
电感电压UL在一个周期平均电压为0，则有：
（11.4.4）
变形后得：
（11.4.5）
电压纹波：
（11.4.6）
因为占空比小于1，因此根据（11.4.5）式，该电路实现了升压变换。
增大占空比，可增大输出直流电压。
下面在Multisim7里面建立该电路并进行仿真，分析占空比对输出电压幅值和纹波的影响，具体步骤如下：
（1）仿照建立图11-23步骤，建立BOOST电路如图11-27所示。
图11-27 BOOST电路
（2）启动仿真，双击示波器得到如图11-28所示波形，从该波形可看出，在输入直流电压为12V下，实现了升压变换，输出为24V左右。
根据公式（11.4.4）此时占空比为0.5，故理论上输出电压为24V，仿真结果和理论分析基本吻合。
（3）将控制脉冲V4的占空比设为0.6，重新启动仿真，得到如图11-29所示波形，输出直流电压增大到30V左右。
根据公式（11.4.4），在占空比增大后，输出直流电压应增大到2.5倍，即30V，和理论分析吻合。
从示波器输出结果也可看出，增大占空比后电压纹波增大，根据式（11.4.6），D增大后，在其他参数不变情况下，电压纹波应增大。
图11-28占空比为0.5时BOOST电路输出波形图11-29占空比为0.6时BULK电路输出波形
11.5交直流互变电路
交流直流互变电路是电源设计中常见电路，分为交流变直流和直流变交流。
其变换方法多种多样，本节以全桥逆变电路和单相桥式整流电路为例说明其原理和仿真分析方法。
11.5.1IGBT全桥逆变电路
建立一个如图11-30所示的IGBT全桥逆变电路，图中US为输入电压源，电压为200V。
电压控电压源VCVS1-VCVS4和脉冲电压源V1-V4组成IGBT的控制脉冲电路。
Q1-Q4为IGBT功率开关管，其栅极电压分别受电压控制电压源VCVS1-VCVS4控制，一般IGBT芯片需要一个栅极开启电压，只有输入到栅极的电压大于开启电压，IGBT才能导通，IGBT导通后，发射极和集电极上压降很小，而电流很大。
此电路工作原理是：
当电压控制电压源VCVS1和VCVS4电压大于IGBTQ1和Q4的栅极开启电压时，Q1和Q4同时导通，直流电压US加在Q1，R1，Q4上，电流从R1左边流向右边，在R1上形成正极性电压，此时Q2和Q3不能导通。
当电压控制电压源VCVS2和VCVS3电压大于IGBTQ2和Q3的栅极开启电压时，Q2和Q3同时导通，直流电压US加在Q2，R1，Q3上，电流从R1右边流向左边，在R1上形成负极性电压，此时Q1和Q4不能导通。
这样在电阻R1上形成交流电压。
因此要求控制脉冲信号V1和V4设置完全一样，而V2和V3设置完全一样，而V1和V3的相位要相差180度，同样V2和V4的相位也要要相差180度，这样才能在R1上形成交流电压。
下面建立该电路并进行仿真分析，步骤如下：
（1）从晶体管元件库（Tansistors）中找到IGBT选取IR公司生产的IGBT芯片IRGPC20F，该芯片的栅极开启电压为5V左右，VCE最大电压为600V，开关频率在1kHz-10kHz。
从元件库里找出其他所需元件与IGBT连接成如图11-30所示电路。
图11-30 DC-AC全桥逆变电路
（2）双击图中脉冲电压源V1和V4，将弹出V1和V4参数设置对话框如图11-31（a）所示，设置控制脉冲宽度、上升时间、下降时间、脉冲电压幅值和延迟时间；
双击图中脉冲电压源V2和V3，设置V2和V3参数如图11-31（b）所示。
（3）由于此处设置控制脉冲周期是1mS，因此相位差180度即相差半个周期，因此在图11-31（b）中设置脉冲电压源V2和V3的DelayTime（延迟时间）为0.5mS。
（a）V1和V4参数设置对话框（b）V2和V3参数设置对话框
图11-31 DC-AC脉冲电压源设置
（4）启动仿真开关，双击示波器，观察到如图11-32所示脉冲形式的交流电压波形，该波形含有多次谐波，幅值等于输入直流电压200V，频率等于IGBT控制脉冲频率。
图11-32 DC-AC全桥逆变电路输出波形
11.5.2单相桥式整流电路
交流变直流是电路设计中常见电路，主要包括整流电路和滤波电路。
整流电路主要包括半波整流，全波整流、桥式整流等方式。
滤波电路是为了滤掉直流纹波，主要有电容滤波电路、电感电容滤波电路和
形滤波电路等。
本节以单相桥式整流和电容滤波为例，说明AC-DC变换电路的设计。
建立电路如图11-33所示，该电路含有一个整流桥，电容C2、C3使用电容量较大的电解电容滤掉低频成分，电容C1、C4使用电容量较小的电容滤掉高频分量，采用正负直流电压输出。
下面对该电路仿真进行分析：
图11-33 全波整流电路
启动仿真开关，双击示波器，观察示波器波形如图11-34所示，输出了正负16V直流电压，直流纹波很小。
为使直流电压带负载能力强，一般应在后面加一级三端稳压电源如7815和7915就可构成
直流稳压电源。
图11-34 输出直流波形
11.6SPWM产生及逆变电路
SPWM电路也称为正弦脉宽调制电路，其原理是用一系列与正弦波幅值成比例的等幅而宽度不等的脉冲来代替正弦波。
如图11-35（a）所示为正弦波的正半周波形，并将其划分为N等份，这样就可把正弦半波看成由N个彼此相连的脉冲所组成的波形，这些脉冲的宽度相等，都等于
/N，但幅值不等，且脉冲顶部是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。
利用面积相等的思想，将每一等份的正弦曲线与横轴所包围的面积用一个与此面积相等的等高矩形脉冲代替，就得到如图11-35（b）所示的脉冲序列。
因此，由N个幅值相等而宽度不相等的矩形脉冲所组成的波形与正弦波的正半周等效，正弦波的负半周也可用同样的方法来等效。
因此，得到的SPWM脉冲幅值相等，宽度按正弦规律变化，幅值越大宽度越大。
图11-35 脉冲宽度调制原理
脉宽调制的方法很多，较常见的分类法有：
●根据调制脉冲的极性可分为单极性和双极性调制两种，如图11-36所示；
●根据载频信号和基准信号的频率之间的关系，可分为同步式和异步式两种；
●根据基族信号的不同可分为矩形波脉宽调制和正弦波脉宽调制等。
正弦波脉宽调制法的特点是输出脉冲列是不等宽的，宽度按正弦规律变化，故输出电压的波形接近正弦波。
SPWM的实现是采用一个正弦波与三角波相交确定各分段矩形脉冲的宽度。
通常采用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波上下宽度与高度成线性关系且左右对称。
当它与任何一个平缓变化的调制信号波（如正弦波）相交时，如在交点时刻控制电路中开关器件的通断，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，这正好符合PWM控制的要求。
当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。
（a）单极性调制（b）双极性调制
图11-36 SPWM信号的两种调制方式
图11-37 SPWM产生电路
11.6.1SPWM产生电路
建立双极性SPWM产生电路如图11-37所示，采用LM339AJ集成
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