MOSFET基本原理文档格式.docx
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转移特性表示漏极电流ID与栅源之间电压UGS的转移特性关系曲线,如图2（a）所示。
转移特性可表示出器件的放大能力,并且就是与GTR中的电流增益β相似。
由于PowerMOSFET就是压控器件,因此用跨导这一参数来表示。
跨导定义为
（1）
图中UT为开启电压,只有当UGS=UT时才会出现导电沟道,产生漏极电流ID。
2、
主要参数
（1）
漏极击穿电压BUD
BUD就是不使器件击穿的极限参数,它大于漏极电压额定值。
BUD随结温的升高而升高,这点正好与GTR与GTO相反。
（2）
漏极额定电压UD
UD就是器件的标称额定值。
（3）
漏极电流ID与IDM
ID就是漏极直流电流的额定参数;
IDM就是漏极脉冲电流幅值。
（4）
栅极开启电压UT
UT又称阀值电压,就是开通PowerMOSFET的栅-源电压,它为转移特性的特性曲线与横轴的交点。
施加的栅源电压不能太大,否则将击穿器件。
（5）
跨导gm
gm就是表征PowerMOSFET栅极控制能力的参数。
三、电力场效应管的动态特性与主要参数
1、
动态特性
动态特性主要描述输入量与输出量之间的时间关系,它影响器件的开关过程。
由于该器件为单极型,靠多数载流子导电,因此开关速度快、时间短,一般在纳秒数量级。
PowerMOSFET的动态特性。
如图3所示。
PowerMOSFET的动态特性用图3（a）电路测试。
图中,up为矩形脉冲电压信号源;
RS为信号源内阻;
RG为栅极电阻;
RL为漏极负载电阻;
RF用以检测漏极电流。
PowerMOSFET的开关过程波形,如图3（b）所示。
PowerMOSFET的开通过程:
由于PowerMOSFET有输入电容,因此当脉冲电压up的上升沿到来时,输入电容有一个充电过程,栅极电压uGS按指数曲线上升。
当uGS上升到开启电压UT时,开始形成导电沟道并出现漏极电流iD。
从up前沿时刻到uGS=UT,且开始出现iD的时刻,这段时间称为开通延时时间td（on）。
此后,iD随uGS的上升而上升,uGS从开启电压UT上升到PowerMOSFET临近饱与区的栅极电压uGSP这段时间,称为上升时间tr。
这样PowerMOSFET的开通时间
ton=td（on）+tr
（2）
PowerMOSFET的关断过程:
当up信号电压下降到0时,栅极输入电容上储存的电荷通过电阻RS与RG放电,使栅极电压按指数曲线下降,当下降到uGSP继续下降,iD才开始减小,这段时间称为关断延时时间td（off）。
此后,输入电容继续放电,uGS继续下降,iD也继续下降,到uGS<
SPAN>
T时导电沟道消失,iD=0,这段时间称为下降时间tf。
这样PowerMOSFET的关断时间
toff=td（off）+tf
（3）
从上述分析可知,要提高器件的开关速度,则必须减小开关时间。
在输入电容一定的情况下,可以通过降低驱动电路的内阻RS来加快开关速度。
电力场效应管晶体管就是压控器件,在静态时几乎不输入电流。
但在开关过程中,需要对输入电容进行充放电,故仍需要一定的驱动功率。
工作速度越快,需要的驱动功率越大。
动态参数
（1）极间电容
PowerMOSFET的3个极之间分别存在极间电容CGS,CGD,CDS。
通常生产厂家提供的就是漏源极断路时的输入电容CiSS、共源极输出电容CoSS、反向转移电容CrSS。
它们之间的关系为
CiSS=CGS+CGD
（4）
CoSS=CGD+CDS
（5）
CrSS=CGD
（6）
前面提到的输入电容可近似地用CiSS来代替。
（2）漏源电压上升率
器件的动态特性还受漏源电压上升率的限制,过高的du/dt可能导致电路性能变差,甚至引起器件损坏。
四、电力场效应管的安全工作区
正向偏置安全工作区
正向偏置安全工作区,如图4所示。
它就是由最大漏源电压极限线I、最大漏极电流极限线Ⅱ、漏源通态电阻线Ⅲ与最大功耗限制线Ⅳ,4条边界极限所包围的区域。
图中示出了4种情况:
直流DC,脉宽10ms,1ms,10μs。
它与GTR安全工作区比有2个明显的区别:
①因无二次击穿问题,所以不存在二次击穿功率PSB限制线;
②因为它通态电阻较大,导通功耗也较大,所以不仅受最大漏极电流的限制,而且还受通态电阻的限制。
开关安全工作区
开关安全工作区为器件工作的极限范围,如图5所示。
它就是由最大峰值电流IDM、最小漏极击穿电压BUDS与最大结温TJM决定的,超出该区域,器件将损坏。
3、
转换安全工作区
因电力场效应管工作频率高,经常处于转换过程中,而器件中又存在寄生等效二极管,它影响到管子的转换问题。
为限制寄生二极管的反向恢复电荷的数值,有时还需定义转换安全工作区。
器件在实际应用中,安全工作区应留有一定的富裕度。
五、电力场效应管的驱动与保护
电力场效应管的驱动电路
电力场效应管就是单极型压控器件,开关速度快。
但存在极间电容,器件功率越大,极间电容也越大。
为提高其开关速度,要求驱动电路必须有足够高的输出电压、较高的电压上升率、较小的输出电阻。
另外,还需要一定的栅极驱动电流。
开通时,栅极电流可由下式计算:
IGon=CiSSuGS/tr=（GGS+CGD）uGS/tr
（7）
关断时,栅极电流由下式计算:
IGoff=CGDuDS/tf
（8）
式（7）就是选取开通驱动元件的主要依据,式（8）就是选取关断驱动元件的主要依据。
为了满足对电力场效应管驱动信号的要求,一般采用双电源供电,其输出与器件之间可采用直接耦合或隔离器耦合。
电力场效应管的一种分立元件驱电路,如图6所示。
电路由输入光电隔离与信号放大两部分组成。
当输入信号ui为0时,光电耦合器截止,运算放大器A输出低电平,三极管V3导通,驱动电路约输出负20V驱动电压,使电力场效应管关断。
当输入信号ui为正时,光耦导通,运放A输出高电平,三极管V2导通,驱动电路约输出正20V电压,使电力场效应管开通。
MOSFET的集成驱动电路种类很多,下面简单介绍其中几种:
IR2130就是美国生产的28引脚集成驱动电路,可以驱动电压不高于600V电路中的MOSFET,内含过电流、过电压与欠电压等保护,输出可以直接驱动6个MOSFET或IGBT。
单电源供电,最大20V。
广泛应用于三相MOSFET与IGBT的逆变器控制中。
IR2237/2137就是美国生产的集成驱动电路,可以驱动600V及1200V线路的MOSFET。
其保护性能与抑制电磁干扰能力更强,并具有软启动功能,采用三相栅极驱动器集成电路,能在线间短路及接地故障时,利用软停机功能抑制短路造成过高峰值电压。
利用非饱与检测技术,可以感应出高端MOSFET与IGBT的短路状态。
此外,内部的软停机功能,经过三相同步处理,即使发生因短路引起的快速电流断开现象,也不会出现过高的瞬变浪涌过电压,同时配有多种集成电路保护功能。
当发生故障时,可以输出故障信号。
TLP250就是日本生产的双列直插8引脚集成驱动电路,内含一个光发射二极管与一个集成光探测器,具有输入、输出隔离,开关时间短,输入电流小、输出电流大等特点。
适用于驱动MOSFET或IGBT。
电力场效应管的保护措施
电力场效应管的绝缘层易被击穿就是它的致命弱点,栅源电压一般不得超过±
20V。
因此,在应用时必须采用相应的保护措施。
通常有以下几种:
（1）防静电击穿
电力场效应管最大的优点就是有极高的输入阻抗,因此在静电较强的场合易被静电击穿。
为此,应注意:
①
储存时,应放在具有屏蔽性能的容器中,取用时工作人员要通过腕带良好接地;
②
在器件接入电路时,工作台与烙铁必须良好接地,且烙铁断电焊接;
③
测试器件时,仪器与工作台都必须良好接地。
（2）防偶然性震荡损坏
当输入电路某些参数不合适时,可能引志震荡而造成器件损坏。
为此,可在栅极输入电路中串入电阻。
（3）防栅极过电压
可在栅源之间并联电阻或约20V的稳压二极管。
（4）防漏极过电流
由于过载或短路都会引起过大的电流冲击,超过IDM极限值,此时必须采用快速保护电路使用器件迅速断开主回路。
电动自行车控制器MOSFET驱动电路的设计
1、概述
电动自行车具有环保节能,价格合适,无噪声,便利等特点,因此,电动自行车成为当今社会人们主要的代步工具。
与此同时,消费者与商家对整车的质量及可靠性要求也越来越高,作为整车四大件之一的电动车控制器的可靠性显得尤为重要。
功率MOSFET以及相关的驱动电路的设计直接与控制器的可靠性紧密相关,尤其就是在续流侧方面,MOSFET的驱动电路设计不当,续流侧MOSFET很容易损坏,因此本文就如何测量、分析与调整控制器的MOSFET驱动线路来提高MOSFET的可靠性作一些研究,以便能够为设计人员在设计产品时作一些参考。
2、MOSFET开关过程及MOSFET参数模型
、1
MOSFET开通过程中的波形见图1所示,其开通的过程可分为四个阶段:
阶段A、t0—t1:
门极电压Vgs由0V逐渐上升至Vth,在此期间内MOSFET关闭,Vds不变,Id=0A。
阶段B、t1—t2:
门极电压Vgs由Vth上升至平台电压Vp,门极电压为Cgs充电。
在此期间内MOSFET开始导通并进入饱与状态,Vds基本保持不变,Id由0上升至Id（max）。
阶段C、t2—t3:
门极电压Vgs保持不变,门极电压为Cgd充电。
在此期间内MOSFET仍处于饱与状态,Vds迅速下降,Id保持不变。
阶段D、t3—t4:
门极电压Vgs由Vp继续上升,在此期间内MOSFET退出饱与状态进入完全导通状态。
MOSFET关断时波形与开时
再相反,在此不赘述。
2、2
MOSFET寄生参数模型如图2所示。
由于MOSFET的结构、引线与封装的影响,在MOSFET制作完成后,其各引脚间存在PN结寄生电容与寄生电感,引脚上存在引线电感。
由于源极的引线较长,Ls一般要比Ld大。
右图为简化的MOSFET参数模型。
因此,我们在实际的开关应用中应特别注意寄生电容与引线电感对开关波形的影响,特别就是在负载为电感性负载时更应注意。
MOSFET的输入电容、反向传输电容与输出电容分别表示如下:
Ciss=Cgs+Cgd
Crss=Cgd
Coss=Cgd+Cds3、两种常见的MOSFET驱动电路
3、1
由分立器件组成的驱动电路（如图3所示）,驱动电路A.当HS为高电平时,Q7、Q4导通,Q6关闭,电容C4上的电压（约14V）经过Q4、D3、R6加到Q5的栅极,使Q5导通。
在导通期间,Q5的源极电压（Phase）接近电源电压Vdc,所以电容两端的电压随着Phase电压一起浮动,电容C4亦称为自举电容。
Q5靠C4两端的电压来维持导通。
B、当HS为低电平时,Q7、Q4关闭,Q6导通,为Q5的栅极提供放电回路,从而使Q5很快关闭。
当Q5关闭后,由于下管的开通或负载的作用,使得Phase电压下降接近0V,从而使C4经过+15V→D2→C4→GND回路充电,为下一次导通做好准备。
C、当LS为低电平时,Q8、Q11导通,Q10关闭,驱动电路通过R11为下管Q9的栅极充电,使Q9导通。
D、当LS为高电平时,Q8、Q11关闭,Q10导通,为Q9的栅极提供放电回路,使Q9关断。
E、当HS与LS同时为高电平时,上管开通下管关闭。
当HS与LS同时为低电平时,上管关闭下管开通。
在实际应用中,为了避免上下管同时开通,HS与LS的逻辑要靠MCU或逻辑电路来保证2
半桥驱动芯片组成的驱动电路如图4所示,工作原理如下:
A.当HS与LS同时为高电平时,HO有驱动电压输出,使Q1开通。
当HS与LS同时为低电平时,LO有驱动电压输出,使Q2开通。
B.电容C2与分立器件驱动电路里的C4作用相同,同样为自举电容。
C.电容C1为去藕电容,为抑制功率MOSFET开关时对驱动电路浮动电源部分的干扰,一般应加上此电容。
3、3
两种驱动线路的区别:
A.两种驱动电路在开通时能提供基本相同的驱动电流驱动MOSFET开通,但在MOSFET关断时,分立器件驱动电路因为有三极管放电,所以能提供更大的放电电流关闭MOSFET,而半桥驱动电路由于要经过栅极电阻放电,所以放电电流相对较小,导致MOSFET关闭时间过长,开关损耗相应增加。
解决的办法可以就是在驱动电阻上反并联一只二极管并增加一个放电的PNP三极管。
B.分立器件驱动电路用的器件较多,可靠性相对没有半桥芯片的驱动电路高。
但前提条件就是半桥驱动芯片的驱动电路要设计合理。
4、MOSFET驱动线路的要求及参数的调整
4、1
门极电压不能超过Vgs的最大值。
在设计驱动线路时,应考虑驱动电源电压与线路的抗干扰性,确保MOSFET在带感性负载且工作在开关状态时栅极电压不超过Vgs的最大值。
4、2
为了能够减少MOSFET的开关损耗,驱动线路应能提供足够大的驱动电流,使开通与关断的时间尽可能短,同时,尽量减少门极电压的高频震荡。
如果要获得同样的RC时间常数,使用较小的驱动电阻与较大的电容可以获得较好的驱动特性,但驱动线路的损耗同时也增加了。
图5与图6就是实际应用中的测试波形,从图中我们可以瞧出:
①电容的增加使得开启的时间变长,增加了开通损耗。
②电容的增加,使得门极电压的高频震荡减少。
同时,由于米勒平台的振荡减小,MOSFET在米勒平台期间的损耗也会相应
4、3
延长MOSFET的开通时间可以减小开通时的涌入电流。
由于电机负载为感性负载,所以在PWM关断时存在续流现象（见图7中的I2）,为了减小续流侧反向恢复电流（Irr）的大小,PWM侧开关管的开通速度不宜过快。
由于MOSFET处于饱与区时有公式:
Id=K*（Vgs-Vth）2,（K为一常数,由MOSFET的特性决定）。
所以在一定的温度与Vds条件下,从MOSFET的门极驱动电压Vgs可以判断MOSFET中的电流大小。
图5中Vgs峰值为9、1V,图6中Vgs峰值为6、4V,所以增加电容使得峰值电流减小。
Id也可从MOSFET的转移特性图中获得。
4、4
由于MOSFET的封装电感与线路的杂散电感的存在,在MOSFET反向恢复电流Irr突然关断时,MOSFET（Q3）上
的电压Vds会出现振铃（如图8中CH2所示）。
此振铃的出现会导致Vds超过MOSFET的击穿电压从而发生雪崩现象。
如果线路中出现振铃,我们可以通过以下方法来减小振铃:
A.设计线路时应考虑线路板布线:
①尽量缩短驱动线路与MOSFET之间的线迹长度;
②使大电流回路的铜箔走线尽量短且宽,必要时可以在铜箔表面加锡;
③合理的走线,使大电流环路的面积最小。
B.如果线路杂散电感已经确定,可以通过减小PWM侧的MOSFET开通速度来减小在续流侧的MOSFET上的Vds振铃,从而能够使MOSFET上的Vds不超过最大耐压值。
C.如果以上两种方法都不能很好地解决问题,我们可以通过在相线上加snubber的方法来抑制线路的振铃。
4、5
注意Cdv/dt产生的栅极感应电压。
如图7所示:
在控制MOSFETQ1的导通开关期间,因为Q1的米勒效应与导通延迟的缘故,满输入电压并不会立刻出现在Q3的漏极上。
施加在Q3上的漏极电压会感应出一个通过其栅——漏极间米勒电容Cgd（见图2）进行耦合的电流。
该感应电流在Q3的内部栅极电阻Rg与外部栅极电阻的两端产生一个压降。
该电压将对Q3栅极上的栅——源极间电容Cgs进行充电。
Q3上的感应栅极电压的幅度就是dv/dt、Cgd、Cgs与总栅极电阻的一个函数。
感应栅极电压如图8中的CH1所示,其值已达到2、3V。
另外,由于源极引线电感的存在,在Q3内的电流迅速减小时,会在Ls的两端感应出一个极性为上负下正的电压,如图9所示,此时加在DIE上的电压Vgs（die）要大于在外部引脚上测量的Vgs电压,所以由于Ls的影响,使得MOSFET有提前导通的可能。
如果下管由于感应电压而导通,则会造成上下管穿通,如果MOSFET不能承受此穿通电流,MOSFET就会损坏。
4、5、1
防止产生Cdv/dt感应导通的方法:
A.选择具有较高门限电压的MOSFET。
B.选择具有较小米勒电容Cgd与较小Cgd/Cgs的MOSFET。
C.使上桥（Q1）的开启速度变慢,从而减小关断时的dv/dt与di/dt,使感应电压Cdv/dt与Lsdi/dt减小。
D.增加Q3的栅极电容Cgs,从而减小感应电压。
4、5、2
保留Cdv/dt感应导通的好处Cdv/dt感应导通有一个好处:
它能够减小续流侧MOSFET上的电压尖峰与Vds振铃（V=L×
dIrr/dt;
L:
环路寄生电感）,同时也减小了系统的EMI干扰。
因此,在设计MOSFET驱动线路时,我们应根据实际情况来权衡驱动参数的调整,即究竟就是阻止Cdv/dt感应导通以求最大限度地提升电路效率与可靠性还就是采用Cdv/dt感应导通来抑制过多的寄生振铃。
5、结论
A.在开始设计之前,应该全面了解所选MOSFET的参数,判断MOSFET就是否能满足产品要求,包括MOSFET的耐压（Vgs与Vds）、最大电流等参数,确保当工作条件最恶劣时这些参数不要超过MOSFET的最大额定值。
B.在线路设计阶段,必须进行热设计,以确保MOSFET工作在安全工作区。
应特别注意线路板的布线,尽量减小线路杂散电感。
C.在不影响可靠性的情况下尽量缩短开关时间,将开关损耗降到最低。
有时为了进一步提高效率,降低温升,还可采用同步整流。
、电动车控制器的实现方式与组成部分:
目前电动自行车用控制器,不管有刷无刷,普遍采用PWM调速方式。
电动车控制器内部必须要有PWM发生器电路,还要有电源电路,功率器件,功率器件驱动电路,控制器件驱动电路,控制部件（转把、闸把、电机霍耳等）信号采集单元与处理电路,过流与欠压等保护电路。
2、影响电动车控制器可靠性的因素:
控制器的失效,从表现形式来瞧,一般有以下几种:
1）、功率器件损坏;
2）、电动自行车电机技术控制器内部供电电源损坏;
3）、电动车控制器工作时断时续;
4）、连接线磨损及接插件接触不良或脱落引起控制信号丢失。
针对以上失效形式的起因分析如下:
A、功率器件的损坏,一般有以下几种可能:
电动自行车电机技术电机损坏引起的;
功率器件本身的质量差或选用等级不够引起的;
器件安装或振动松动引起的;
电机过载引起的;
功率器件驱动电路损坏或参数设计不合理引起的。
B、控制器内部电源的损坏,一般有以下几种可能:
控制器内部电路短路;
外围控制部件短路;
外部引线短路。
C、电动自行车电机技术控制器工作起来时断时续,一般有以下几种可能:
器件本身在高温或低温环境下参数漂移;
控制器总体设计功耗大导致某些器件局部温度过高而使器件本身进入保护状态;
接触不良。
D、连接线磨损及接插件接触不良或脱落,一般有以下几种可能:
线材选择不合理;
对线材的保护不完备;
接插件的选型不好;
线束与接插件的压接不牢。
3、提高控制器的可靠性的方案:
了解电动车控制系统可能发生故障点以后,有针对性的可靠性设计就有了目标。
A、首先就是功率器件的型号,品牌,产地与供应商的选择,然后对功率器件的筛选,以上两点就是提高功率器件可靠性前提。
在此基础上,对功率器件安装工艺的设计与对功率器件驱动电路的设计才有意义。
对无刷电机控制器而言,一般上三路功率管的驱动比较复杂,目前大多数厂家采用专用驱动芯片驱动。
专用驱动芯片的不足之处就是价格较高,内部的变电路采用了有源电路,转换效率偏低,其主要的应用场合就是在周围电路完全没有交流电存在情况下,利用其内部电路完成变频、升压与整流。
B、对于电动自行车电机技术控制器的内部电源,为了防止电动车控制器内部或外部短路对电源的损坏,同时也就是出于对电动自行车电机技术电源自身的保护,可以把电源设计成独立供电方式,这样既可以防止局部电路（转把,闸把、电机传感器等）发生短路而烧坏控制器,又可以防止电源电压异常升高而击穿外部器件。
基于以上考虑,可以采用DC——DC模块的负载能力强,自身的功率损耗相当低（不到0、1W）,这在提高控制器的整体效率,降低控制器的运行温度方面有着线形稳压器无可比拟的优点。
C、要克服电动车控制器对温度的敏感,第一就是选择温度系数好的元器件,第二就是从设计上降低各模块电路的功率消耗,第三就是尽量减少无用功消耗,第四就是充分考虑到控制器的散热。
如果采用无功率消耗的功率管驱动方案,加上高效率的DC—DC电源模块,可以将控制器工作电流降低到30mA以下。
在这里需要解释一下的就是,在电动车控制器里,用于采样电流信号的阻值大功率电阻器件属于控制的功率器件之一,电流采样电阻的功率消耗属于无用消耗,应该算控制器功率损耗的一部分,要减小控制器的功耗,降低控制器的运行温度,可以利用电机的转整与电机电流的绝对对应关系,通过检测电动自行车电机技术电机转动转速来检测电机电流,从而达到控制电流的目的。
D、由
升级会员 