可消除米勒效应并提升PFC性能的折叠共源共栅结构docWord文件下载.docx
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为了解米勒效应的影响，本文将分析米勒效应是如何影响升压晶体管的输入电流的，并同时忽略时序方法。
MOSFET的内部栅极电阻（RG）（图2）可忽略不计，不在本次分析范围内。
图1：
这个简化的PFC电路采用UC3854A和单电源MOSFET。
假定MOSFET为负反馈放大器，如果对其施加一个较小的步进输入（EIN），则式1成立：
dVDG=dVGS-dVDS
（1）
其中，VDG=漏/栅极电压，VGS=栅/源极电压，VDS=漏/源极电压。
它们的值都很小，因此将用这些值的微分形式进行分析，但是：
dVDS=-dID×
ZL
（2）
其中，dID=MOSFET漏极电流的变化，ZL=负载阻抗。
图2：
功率MOSFET输入电路的输入电容、电压和电流。
那么：
dID=S×
dVGS（3）
其中，S=MOSFET跨导的斜率。
将表示dID的式3代入式2，得到：
dVDS=-S×
ZL×
dVGS（4）
这里，（S×
ZL）表示MOSFET放大器的增益G，减号“-”表示负反馈，因此，
G=S×
ZL（5）
假定式5成立，则式4可表示成：
dVDS=-G×
dVGS（6）
将式6代入式1，得到dVDS的表达式：
dVDG=dVGS+G×
dVGS=dVGS×
（1+G）（7）
图3：
典型MOSFET电路的示波器曲线显示了漏极（通道1）和栅极（通道2）波形。
如图2所示，输入电流（IIN）分成以下两部分：
IGD=从MOSFET栅/漏极流过的电流
IGS=从MOSFET栅/源极流过的电流：
IIN=IGD+IGS（8）
栅/漏极电荷（QDG）的变化产生电流dIGD，因此：
IGD=dQDG/dt（9）
所以，
IGD=dQDG/dt=CDG×
dVDG/dt（10）
或者假设式7成立，可得
（1+G）×
dVGS/dt（11）
图4：
在PFC电路的MOSFET的漏极（通道1）和栅极（通道2）波形的示波器曲线中，在漏极电压减小和栅极信号增加之间明显存在一个特殊的延迟。
漏极电压的变化是由栅极信号仍为零时的谐振电路操作而引起的，因此这种变化不会影响栅极电压。
并且，
IGS=CGS×
dVGS/dt（12）
因此，
IIN=CDG×
dVGS/dt+CGS×
dVGS/dt
或者
IIN=[CGS+CDG×
dVGS/dt（13）
其中，CGS+CDG×
（1+G）=CAPP是MOSFET的视在输入电容，该电容必须由输入电流IIN进行再充电。
视在电容CAPP的值可以很高，因此输入电流的值也应该很高。
图5：
在这个共源结构中，PFC电路具有折叠共源共栅MOSFET，并采用升压控制器U1，以通过电阻器驱动低压MOSFET。
IIN=CAPP×
dVGS/dt（14）
例如，对于IXYSIXFR48N50Q，MOSFET与电路器件具有如下特性：
CGS=7nF
CDG=0.230nF
S=30
ZL=230Ω（PFCinductorinductance）
ZL=230Ω（PFC电感器的电感）
L=300µ
H（工作频率为125kHz），所以
ZL=30×
236=7000
并且
CAPP=0.230×
（1+7000）+7=1.617（µ
F）
很明显，输入电流必须在工作频率为0.15V/ns或150V/µ
s时对该电容再充电。
并且，从式14可以得到，IIN为242.5A。
实际上，当电压VGS和VDS变化时，CDG和CDS的变化量可能超过一个数量级或者更多（当电压从0上升到40V时，电容大幅降低）。
IIN的平均值可能不会很大，但是可能会出现10A～20A的瞬时电流。
MOSFET驱动器无法产生这么大的电流，这种大电流会使MOSFET的栅极驱动产生大家熟知的“高原”特性（图3）。
图6：
采用共栅结构的MOSFET的等效电路图。
因此，米勒效应使视在电容CDG的值增加N倍（N=MOSFET放大器的增益-1，可能为数千数量级）。
这个已定的负反馈将大大缩短MOSFET的开关过程，从而导致栅/源信号时序图中的“高原”现象（图3）。
米勒效应将限制升压转换器（PFC）的工作频率远低于IC和MOSFET的频率指标。
图7：
在与折叠共源共栅结构相连的MOSFET的示波器曲线上没有明显的米勒效应。
通道1是Q1的漏极波形，通道2是Q1的栅极波形。
由于升压晶体管漏/源极电压（VDS）受外部谐振电路，而不是MOSFET的栅极信号（EIN）的控制，因此在零电压下进行转换有助于避免产生米勒效应。
这个方法的可靠性非常高，它需要另一个高电压MOSFET、一个谐振电感器、两个高压二极管和少量吸收器件（snubbingcomponent），这些吸收器件可以抑制由额外的整流二极管、电感器及其杂散参数引起的寄生震荡。
功率大于800W的电源可以采用这种类型的PFC。
图4是栅极驱动和漏极电压的波形图。
图8：
折叠共源共栅结构PFC电路的示波器曲线显示了Q2的漏极波形（通道1）以及Q1的栅极波形（通道2）。
对较小的功率比应用来说，折叠共源共栅结构可能是理想选择。
这是一个容易实现并且廉价的解决方案，由于不存在米勒效应，因此该方案有助于大幅提高PFC的工作频率。
ScotLester的论文提出了一个很好的折叠共源共栅原理图电路的例子。
该论文讨论了在折叠共源共栅结构中输入和输出电压的增加，但它并没有讨论折叠共源共栅方案的一个更为重要的性能，即这种结构可以消除米勒效应，以便能工作在更高的频率上。
图5给出的折叠结构放大器采用了升压控制器U1（德州仪器公司的UC3854A可能是一个理想的选择方案），并通过电阻器R驱动一个低压和低RDS的MOSFET（Q1）。
由于高压晶体管Q2是共栅结构（图6），并且Q1连接Q2的源极，因此该共源结构具有阻抗极低的漏极负载。
在工作状态下，当负载的阻抗很低时，Q1的漏极电压摆幅仅为VCC左右。
由于Q1的电压增益很低，因此未产生米勒效应。
上面的高电压MOSFETQ2采用共栅极连接，从而消除了负反馈和米勒效应。
这就是为什么Q2的视在电容值仅等于栅/源极电容值，甚至低于栅/源极电容值（由于Q2、CDS的正反馈）的原因。
在工作期间，Q1和Q2具有导通或者截止两种状态。
当Q2漏极电压快速变化时，该电压通过电容CDG和CDS影响栅源极网络。
二极管D对Q2的源极进行箝位，当Q2截止并且Q2的漏极通过CDS上拉至源极时，将Q2的源极连接到VCC。
值得一提的是，Q2的漏极将严重影响Q2的栅极电路，从而改变VCC。
为避免这种影响，VCC电源应该具备不受上拉和下拉变化影响的能力，能吸收和提供足够大的电流。
VCC电源可以采用线性电压整流器LM78L15和运算放大器来实现，能够产生大约1A的输出电流。
安森美半导体公司的TCA0372可能是一个好的选择。
图7和图8是折叠共源共栅结构的相关波形图，这些波形显示没有出现米勒效应。
当工作频率远高于传统PFC的工作频率时，可采用这种折叠共源共栅结构。
作者：
GregoryMirsky，首席执行官，Email:
mirskiy@，MilaviaInternational
作者简介：
GregoryMirsky是MilaviaInternational首席执行官，他拥有俄罗斯列宁格勒机械学院（即现在的圣彼得堡波罗的海科技大学）硕士学位，以及俄罗斯莫斯科师范大学博士学位（PhD）。
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