基于硬件语言的序列检测器设计Word文档下载推荐.docx

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1.3.1序列检测准则4

1.3.2耦合与不耦合5

2信道均衡器的设计与实现5

2.1光盘信道模型选取5

2.2部分响应均衡模型选取7

2.3部分响应均衡器实现8

3符号定时恢复的设计与实现10

3.1符号同步的数字插值原理10

3.1.1定时恢复环路11

3.2定时恢复环路实现11

4序列检测器的设计与实现13

4.1信道模型简介13

4.2检测器设计13

4.3序列检测器实现14

总结15

参考文献16

1绪论

1.1研究背景及意义

与传统的DBT算法不同，检测前跟踪（TBD）技术不对传感器接收到的观测数据设置门限，从而最大限度地保留有用的目标信息，再通过联合处理多帧连续的数据，将目标信号的能量做多帧积累，从而凸现目标并抑制杂波或干扰，最后检测结果和目标航迹同时宣布。

由于TBD技术采用了多帧积累的思想，利用了目标和杂波的帧间差异性，从而具有提高弱目标探测性能的潜力。

此外，该技术无需改变雷达的体制，仅通过信号处理的手段来提高对弱目标的探测性能，且没有增加硬件成本，因此具有很大的优势。

1.2研究动态

在国外，NASA研究中心的Barniv,Y.在2005年首先提出了用动态规划算法检测红外图像中的弱目标，分析了该算法的检测性能，但没有研究该算法的估计精度。

接着，在1990年，DPA首先被应用到雷达弱目标检测领域。

2006年，墨尔本大学的Tonissen应用DPA对匀速运动的点目标进行了检测与跟踪，假设值函数在帧与帧之间是相互独立的且近似服从高斯分布，分析了该算法的检测性能和估计性能，并考虑了当目标出现弱机动时对系统性能的影响。

2015年，墨尔本大学的Johnston和Krishnanurthy分析了基于DPA的TBD算法，去除了观测数据的分布需为高斯且独立的假设，通过应用极值理论和广义极值理论，得到了检测概率和虚警概率的明确表达式，得到的结果更为精确。

再后来，意大利的Buzzi，Grossi等人针对低信噪比下的运动目标，将动态规划与序列概率比检验（SPRT）方法相结合，实现了对目标信号的序列多帧检测与跟踪，统计量的计算采用动态规划算法，从而计算量大大降低。

虽然在不少方面（如多目标场景下积累后的值函数的团聚效应、存储量计算量的进一步降低等）还存在问题，国内外学者对动态规划算法的研究工作已较为深入。

在国外，对于固定帧数检测算法，Im和Kim在广义纽曼皮尔逊（NP）准则下研究了多帧目标检测框架下的性能优化问题，得出检测性能和目标的运动特性密切相关，且检测性能和估计性能不能同时达到最优。

早在1955年，Middleton等人研究了噪声中信号的最优序列检测问题，得出固定帧数检测器是非高效的，而序列检测器能缩短观测时间，提高雷达系统的灵敏度。

1962年，Marcus等人针对单目标情况将序列概率比检验策略应用到雷达检测中来，之后，Tartakovsky等将SPRT推广，研究了联合序列检测与位置估计算法，但这些研究都假设目标是静止不动的，限制性太强，原因是实际中感兴趣的目标大多都是运动的，特别是高性能的飞行器速度很可能超过2马赫。

1994年，Baum等人利用序列假设检验法实现了对多帧红外图像序列中的微弱机动点目标的检测与跟踪，用截断的SPRT对候选目标航迹剪枝，以降低计算复杂度，但由于候选航迹或假设检验数呈密集的树结构形式，尽管通过SPRT剪枝，计算量仍然较大，不利于工程实现。

1.3基于序列检测的弱目标检测前跟踪算法

固定帧数检测器采用单门限检测，虚警的保证也较容易，检测器容易设计。

然而，由仿真实验可知，固定帧数检测器的一个缺点是对积累帧数的选择就很难有针对性，即很难根据实际信号的强弱来有针对的选择积累帧数，以获得较好的检测估计性能。

1.3.1序列检测准则

序列检测是观测时间事先不确定，而是留待检测过程中确定的一种检测，采用双门限结构，根据按自然顺序得到的观测值，随时进行处理和做出判决，一旦信息足够就做出判决，能更有效地利用已获得的观测数据信息，避免信息的冗余。

因此，从平均意义上讲，它可以节省观测时间，同时又保持和固定帧数检测相同的风险。

特别地，对大信噪比信号，它能快速做出判决，大大节省观测时间，同时又不损失检测性能；

对较小信噪比信号，它又能延长观测时间，用更多的观测帧数来获得更优的检测性能，因而更具灵活性。

如果考虑距离-方位二维观测数据平面，前k帧的观测数据集合为12k={Z1,Z2,……,Zk}，序列检测的目的就是按照一定的策略取样观测序列{Zl}lk={Z1,Z2,……,Zk}，判断观测值仅由噪声产生或由目标和噪声共同产生，如果判决目标存在，给出目标的航迹估计和最终位置估计。

1.3.2耦合与不耦合

序列检测准则可分为耦合的和不耦合的两种，如果设计序列检测准则的出发点是为了优化系统的检测性能，将得到不耦合或称为面向检测（Detection-Oriented,DO）的序列检测准则；

如果是为了单独优化估计性能或者对检测性能和估计性能做联合优化，都将得到耦合的序列检测准则。

不论是耦合还是不耦合准则，一旦检测到目标，才进一步对目标的位置和航迹估计进行恢复。

不耦合的序列检测准则形式结构简单，便于分析序列检测器的特性，由于该准则设计的目的是为了让检测概率达到最大，适合于雷达目标信号检测，原因是检测性能是雷达检测中最关心的性能之一，但DO准则的缺点是不能提供更多的关于位置估计或航迹估计的信息，系统的估计性能难以控制。

而耦合的序列处理准则会带来更多的关于估计性能的信息。

由于在雷达信号检测中，检测概率是系统性能中最关心的一个指标，为了兼顾检测性能和估计准确度，可设计检测与估计相耦合的序列检测算法，以实现对信号的联合检测与估计，是更真实的检测跟踪一体化检测估计算法。

然而，相对于固定帧数检测测量而言，序列检测策略的设计要困难得多，通常的设计方法是通过延伸和推广序列概率比检验（SPRT），得到更实用的、但可能是次优的序列检测策略。

2信道均衡器的设计与实现

2.1光盘信道模型选取

在设计实现过程中,我们的光盘信道模型的选取是按照S0NY和philips公布的三角信道模型。

图2.1光头三角信道模型示意图

信道的频率响应如式2.1所示,其中式2.2是光盘信道的截止频率:

2.1

2.2

式中

“v”是光头扫描的线速度。

NA是光头物镜的数值孔径。

“

”是激光波长。

DVD光盘信道的频率响应和脉冲响应分别由图2.2和2.3给出

图2.2DVD光盘信道频率响应

图2.3DVD光盘脉冲响应

2.2部分响应均衡模型选取

在采用峰值检测的光盘信号处理系统中,均衡器的目的是为了减小码间干扰抑制高频噪声的增加。

然而在PRML系统中,部分响应均衡的主要目的是为了使包括信道在内的全部脉冲响应与期望的部分响应目标匹配。

在设计时,我们要综合考虑下面的两个问题来选取部分响应目标多项式:

a）.硬件成本VS性能

b）最大似然检测器设计复杂度VS部分响应均衡器设计复杂度对于低分辨率的DVD信号,我们选取下面的目标多项式作为部分响应目标多项式:

上面的部分响应目标多项式足以满足系统性能的要求,并且实现的硬件成本也不高。

在不考虑噪声的情况下,我们希望能够使得光盘信道的脉冲响应与部分响应均衡器的脉冲响应级联后的全部脉冲响应,与所选择的目标多项式的脉冲响应相等。

我们定义H（k）、C（k）、g（k）分别为信道脉冲响应、均衡器脉冲响应和目标多项式脉冲响应。

均衡器为FRI结构,则可以得到矩阵方程:

通常,系统方程受多种因素的影响,因此可以用最小二乘准则根据下面方程来解出系数向量。

C=（HTH）-1HTg。

方程可以通过MATLAB来求解。

2.3部分响应均衡器实现

图部分响应均衡器原理框图

部分响应均衡器是一个简单的线性相位的FIR结构的滤波器。

滤波器系数Cin,和Cout,是由系统主控CPU通过接口寄存器进行可编程配置的。

而CCENT则是根据Cin,和Cout,按照下式计算得出的:

在图中我们可以看到均衡器的系数是对称的,因此我们可以在乘以系数之前将系数相同的两级寄存器内容先相加,然后再与系数相乘。

这样做的目的是减少乘法器的数目,节省硬件资源。

下图是部分响应均衡器的实现框图。

图部分响应均衡器实现框图

图.37是可变延时寄存器单元实现框图。

均衡器中寄存器单元的延时P是主控CPU根据系统中ADC的过采样率决定的,并通过接口寄存器对寄存器单元进行配置。

P的取值范围是{1,2,3,4,6,8}。

寄存器单元可以按照图来实现。

延时的选择是通过MUX选择不同的移位寄存器输出完成的。

图寄存器单元实现框图

3符号定时恢复的设计与实现

当光头拾取的模拟信号转换为数字信号时,采样数据的数据率和相位与烧录在光盘上的原始信息的数据率及相位应该对齐,但是由于时钟并不同步,所以采样数据与原始数据也无法同步。

然而数据的同步对于后端数据判决是十分重要的。

定时恢复可以改变数据的采样频率和相位,如果定时恢复电路正常工作,它能为后面的数据处理模块提供最佳的信噪比SNR采样数据,并且对于减小码间干扰也有很大的帮助。

3.1符号同步的数字插值原理

在基带数字系统中,如果采样数据与实际数据之间并不同步,我们可以通过插值的方法来进行定时调整。

本节刻门首先给出插值的基本原理和插值的控制方法。

然后给出系统中插值器的设计和实现方法。

3.1.1定时恢复环路

图定时恢复环路模型

我们以上图为例给出定时恢复的模型。

X（t）信号是接收到的连续时间信号。

X（t）中的符号间隔为T,为了论述方便,我们假设X（t）是实的基带信号,并且为带限信号。

则X（t）可以在不发生混叠的情况下,以1/Ts速率采样。

如果X（t）不是带限信号,则采样后信号的频谱将会发生混叠,从而引起信号失真系统性能下降。

插值定时恢复的技术对于宽带信号并不适用,而对于窄带信号的效果相对较好。

采样点X（mTs）我们简写为x（m）具有相等间隔Ts,采样点x（m）将会送到插值器,用来计算插值。

插值输出为y（kTi）简写为y（k）,其时间间隔为Ti,则Ti=T/K,K为整数。

为了解释方便,我们可以把插值的时间间隔Ti视为常数。

实际的定时恢复电路通过调整插值的时间间隔来同步采样数据与接收信号中的数据符号。

因此,插值时间间隔并不是一个固定的常数。

反馈环路中的模块都是为同步过程设计的。

定时误差是由定时误差检测器测量出来,并经过环路滤波器滤波得到的。

控制器将根据定时误差的值对插值器进行控制。

插值器根据由控制器得到的信号对采样序列进行插值运算,得到最终的插值序列。

3.2定时恢复环路实现

定时恢复模块主要负责估计出后端最大了以然序列检测器所需要的数据采样时间,并根据均衡器输出的采样值和估计出来的相位误差进行线性插值。

在光盘数据读通道中,输入的数据波特率变化是随着光盘的格式和读取倍速变化的。

CD-ROM由4X倍速到52X倍速以及DVD由1X倍速到16X倍速读取数据时数据波特率变换范围非常宽。

为了适应这种情况,系统中大部分的信号处理工作都需要采用数字技术处理完成。

读盘的过程中,光头获取的光信号经过转换后,变成电信号。

再经过放大滤波后送至模一数转换器（ADC）进行采样量化成6比特的数字信号。

而ADC的采样时钟是一个固定的频率,因此ADC的采样数据和光盘上读出来的数据并不同步。

当ADC的采样数据经过部分响应均衡器后,必须恢复成与后端的最大似然序列检测器所需要的与光盘数据同步并且相位相同的采样数据。

时钟恢复模块需要完成的工作有以下两项:

a）估计出最大似然序列检测器所需要的采样时间。

b）.根据采样数据和相位误差计算出正确的插值。

采样时间的估计是由数字锁相环完成的。

锁相环路主要包括一下三个模块:

a）定时误差检测器

b）.一阶PI环路滤波器设计

c）控制器--数控振荡器

数据插值运算则是由线性插值器实现的。

经过部分响应均衡后的采样数据送到插值器,如果锁相环输出指示当前两个采样数据之间存在一个最大似然序列检测器所期望的数据时,插值器将根据控制器给出的分数间隔八调整插值滤波器系数对当前的两个采样数据进行线性插值。

如果锁相环输出指示当前两个采样数据之间没有最大似然序列检测器所期望的数据时,插值器将不会对数据进行插值,同时屏蔽最大似然序列检测器的数据更新时钟。

在定时估计时,定时误差检测器计算出相位和频率误差。

环路滤波器能够迅速稳定的跟随相位和频率变化。

从而最终使得采样的时间差为零,进入稳定状态。

当环路滤波器建立信道符号周期时,数控振荡器会给出下一个最大似然序列检测时间。

数控振荡器整数部分是当前时刻到下一个检测时刻的采样个数,而分数部分则给出了线性插值所需要的相位信息分数间隔Uk。

4序列检测器的设计与实现

4.1信道模型简介

实际的光盘信道特性是由光盘上比特宽度、轨道宽度、光头特性以及调制传递函数等因素来决定的。

但事实上要建立一个完整的光通道的模型是很困难的,因此我们可以尽可能的选择一个传递函数来逼近实际的光盘信道特性。

在表5.1中列出了几种部分响应的信道模型。

表光盘信道模型

模型

产地函数

PR（1,1）

H（D）=1+D

PR（1,1,1,1）

H（D）=1+D+D2+D3

PR（1,2,2,1）

H（D）=1+2D+2D2+D3

PR（1,3,3,1）

H（D）=1+3D+3D2+D3

在本论文中,我们选取RP（1,1,1,,1）做为部分响应目标多项式,并对它做一定的比例放大,在传递函数前乘以比例因数4得到式:

HD（）=4（1+D+D2+D3）=4（1+D）（1+D2）

4.2检测器设计

Vitertbi算法主要针对已经过均衡器被均衡成特定的PR（1,1,1,1）部分相应波形的输入序列。

我们可以将实际的离散记录信道看作一个有限状态机。

信道在每一时刻输入一位二进制数据。

由输入数据和信道当前状态将会产生一个实际的信道输出,并且转移到下一个状态。

我们所设计的序列检测器将会根据这样的信道模型估计出状态序列,从而恢复出原始的输入数据序列。

由目标多项式HD（）=4（1+D+D2+D3）=4（1+D）（1+D2）

可以看出实际的离散时间信道需要三个记忆存储单元,如果输入的数据序列完全无关,则信道将会有八种状态。

然而由于编码过程中将会对原始数据进行游程长受限RLL（2,10）编码,编码后的数据具有最小游程长度d=2的限制,则信道中可能出现的状态有六个,而另外的两个种状态则是系统中不允许出现的，下图就是序列检测器的状态转换图:

（支路上符号:

d/bd=检测器理想输入b=检测器输出）

上图给出了每种可能的状态转移网格图,网格图给出了时间上可能的状态序列。

每种可能的状态序列可以看作通过网格的一条路径。

如果我们确定一个能够度量每一条状态转移路径长度的变量,我们就能够鉴别出一条通过网格的最短的路径。

4.3序列检测器实现

下图所示的是二采样输入折叠的维特比算法网格图。

图中粗线表示的是状态改变能够引起符号改变的分支路径。

图采样输入折叠状态网格图

从图上很明显可以看到超级状态A有三条输入的路径,也可以称作候选路径。

与超

级状态A相应的“加一比一选”体CS）单元应该有如下的功能:

1.计算三条候选路径的路径量度。

2.选择路径量度最小的路径（留存路御。

3.保存留存路径的量度值。

4.产生控制符号逻辑,NRZ逻辑和路径存储器的控制信号。

相对超级状态A来说,超级状态B的“加一比一选”休CS）单元要简单,进入超级状态B的候选路径有两条。

而进入超级状态C的候选路径只有一条,因此超级状态C的“加一比一选”,（ACS）单元所要进行的操作就只有计算路径量度和存储新的路径量度,而不需要进行路径量度的比较和选择的操作。

总结

本文对PRML技术的实现进行了深入的研究,给出了应用于DVD伺服控制芯片的PRML读通道设计实现方案。

这一方案的实现与采用传统的峰值检测技术读取相比大大的提高DVD光盘数据的准确率。

并且在设计实现的过程中对于Vite由1算法实现的最大似然序列检测器的实现,同时也将传统的每次判决一个符号发展成为同时计算两个符号。

状态分组的实现可以减少资源的浪费,降低硬件的成本。

而两输入符号的同时判决对于提高数据读取速率有很大的帮助,能够将判决延时缩短一倍,为将来设计更高的读取速率的碟机提供了发展空间。

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