小风力发电逆变系统Word格式文档下载.docx
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现今世界，电能已经成了人们生活中最常常利用的动力能源。
随着科技的进步和人们生活水平的不断提高，人们对电力能源的依赖愈来愈强。
在偏离电网的地域，如军队的边防哨所、邮电通信的中继站、公路和铁路的信号站、地质勘探和野外考察的工作站、偏远的农牧民区，都需要本钱低和靠得住性高的独立供电系统。
若是采用常规的柴油发电机，柴油运输本钱太高且难以保障。
为了解决偏远地域长期靠得住地供电问题，咱们只有依赖本地的资源资源——太阳能和风能。
风能是比较普遍普遍的资源资源，也是取之不尽用之不竭的可再生能源，而且在偏远地域，风能资源一般比较丰硕，这为咱们在偏远地域采用风能发电提供了必要性和可行性条件。
开发能源和环境保护已成为全世界可持续进展的共识。
充分利用风力资源，发挥风能资源在国民经济中的作用，是增进节能减排工作的一个重要的举措。
随着国家对能源工业的加倍重视，各类各样的风力发电装置接踵诞生。
中国风力资源仅次于美国和俄罗斯，居世界第三位，可是我国目前风力发电面临发电效率低、本钱高等问题。
咱们要加大力度解决风力发电的技术问题，增进风力发电这种可再生资源的快速进展。
2.方案选择
主电路拓扑选择
方案一：
单级逆变器。
通过单级变换将输入25--30V直流电转换成交流电，再用工频变压器将电压升到220V.因它具有电路简单、元器件数量少及靠得住性的长处，在知足系统性能下将会是首选。
但由于工频变压器体积笨重，绕制麻烦，逐渐被无工频变压器所代替。
方案二：
多级逆变器。
常常利用的为两级拓扑结构，如图
（1）所示，其第一级一般为升压电路，主要实现对直流输入的电压升压，知足输出电压要求；
第二级为全桥高频电压型逆变器，完成把直流逆变成负载所需的交流电。
这种拓扑结构简单，前后级之间相对独立控制，无需同步，前后两级均工作在高频状态，大大减小了高频变压器的体积和输出谐波电流。
图
（1）两级逆变拓扑结构
综合以上分析，因为本题目所要求的功率不是太大，单级逆变器结构不够灵活，无法扩展，无法知足直流输入的多变性，因此咱们选择方案二，采用两级拓扑结构。
2.2DC-DC升压
为了减少直流与交流电路的彼此影响，咱们在DC-DC这级电路上采用隔离结构。
方案一：
全桥拓扑结构，MOS管的电压应力小，但其电路比较复杂，要实现输入输出隔离更是增加的它的难度
方案二：
反激式拓扑结构，电路简单，不需要续流二极管和一个大的储能滤波电感，电源所占体积小，可是该拓扑结构的输出电压瞬态控制特性相对比较差，初、次级线圈的漏感都比较大，低电压输入是工作效率低
方案三：
推挽式拓扑结构。
输出瞬态响应速度很高，电压输出特性专门好，电压利用率高，变压器的漏感和铜阻损耗小，工作效率高。
虽然MOS管的电压应力是输入电压的两倍，但输入电压低（20V~30V）,，所以对MOS管的要求不是很高。
综上，方案三的推挽式拓扑结构明显具有优势。
2.3DC-AC逆变电路
单相半桥逆变电路由一对桥臂和一个带有中点的直流电源组成（如图
（2）所示），在实际中，通常常利用一个直流电源与两个足够大的电容器串联代替带有中点的直流电源，其输出电压幅值为Ud/2，在输出工频电压时，电容的容量要取得大。
图
（2）单相半桥式逆变拓扑
单相桥式逆变电路是两个单相半桥逆变电路的组合，其电路如图（3）所示。
桥式电路的输出波形与单相半桥的输出波形相同，谐波成份也相同，可是幅值增大了一倍。
图（3）单相桥式逆变拓扑
经论证比较：
单相半桥电路输出幅值低，直流畅用率低，且需要专门大的电容来保证电容电压的均衡与恒定，很难达到题目的要求，故采用方案二作为DC-AC主电路拓扑。
2.4SPWM的方案
采用SPWM专用芯片进行SPWM波的发生。
模拟产生SPWM波。
用模拟比较器比较生成SPWM波，若是用信号波正弦作为比较器的同相端输入信号，三角载波作为比较器的反相端输入信号，便实现了自然法生成SPWM波。
利用采样算法产生SPWM波。
能够采用软件算法全数字化实现。
是由通过采样的正弦波与三角波相交，由交点得出脉冲宽度。
固然，这种通过采样的正弦波实际上是阶梯波，只在三角波的极点位置或底点位置对正弦波进行采样。
由单片机进行采样处置，易于实现对SPWM的主观控制，实现对输出交流信号频率和幅度的快速调节。
方案一存在开关频率较低，且控制不灵活的缺点，且本钱较高，方案二需要搭建较高频率的三角波发生器，且要求比较器速度快，精度高，方案三控制灵活，无需外加电路，且能够实现高频率开关信号的发生，虽然需要处置的数据量较大，但已PIC为控制中心的单片机完全能够实现SPWM波形的数字化产生。
综合考虑控制精度及性价比等因素，系统采用方案三产生SPWM波。
2.5输出电压控制方式选择
输出电压平均值反馈控制。
这种控制方式简单，对输出电压的幅值能够持续调节，输出电压精度较高。
但缺点也十分明显，主要表现为：
（a）系统动态响应较慢。
由于输出滤波器由电感电容组成，对于电压环来讲是一个二阶系统，影响了系统调节速度，当输入电压或负载突变时，系统常常要经历几个周期才能稳固。
（b）负载适应性差。
当电源面对一些非线性负载时会产生壮大的冲击电流。
输出电压同步采样。
将输出电压的瞬时峰值进行采样反馈，与给定的电压进行比较，所得的误差用于PI调节，去控制SPWM调节输出，每一个一个周期采一次样，使正弦波在每一个采样点都取得控制。
此方式又能够改善输出波形质量，提高系统的动态响应时刻。
综上所述，本系统采用方案二。
2.6PI调节器的选择
模拟PI控制器是通过硬件（电子元件，气动，液压元件）来实现其功能。
因为不同的系统PI的参数不同，所以在调节电路肯定PI系数时比较麻烦，需要不断的更改硬件来取得最适合系统所需的参数，此方案比较费时，也比较复杂，难以实现。
数字PI控制器，其数学模型是从模拟PI控制器导出的，将它移植到运算机的控制系统中，将原来的硬件实现的功能用软件来实现，其与模拟PI控制器相较长处是：
具有强的灵活性，能够按如实验和经验在线调整参数，能够更好的控制性能。
由以上分析，故选择方案二。
3.系统整体方案
系统包括推挽升压、DC-AC控制变换电路、控制、反馈、测量、显示6个部份。
全桥逆变电路是核心部份，PIC通过读表法产生双极性SPWM，按键改变中断时刻及用不同的表能够产生不同频率的SPWM波，输出电压通过电压互感器，过零比较后产生触发同步信号给单片机采样，通过调节SPWM波的调制比实现稳压功能。
当系统检测到输出过流动作时，单片机封锁SPWM，当故障解除后，进行软启动，直至系统恢复正常。
系统整体框图如下图（4）所示。
图（4）系统整体框图
4.理论分析与计算
双极性SPWM波原理分析及交流输出的形成
双极性SPWM控制模式是用正负交变的双极性三角载波ut与正弦调制波（基波）ur，如图（5）所示，进行比较采样取得双极性的PWM脉冲。
即每一周期的基波与若干个载波进行调制，并依次按正弦函数值定位的有效相位区间集合成等幅不等宽且总面积等效于正弦量平均值的正弦化脉冲序列。
图（5）
按照产生的SPWM波，对应于正弦量的正负半周，实施双路调制，控制驱动开关器件运行，最终取得的正弦化交流量的样本波形，如图（6）所示，LC滤波后流经负载的电流即为正弦波电流。
图（6）
4.2DC-DC推挽升压电路设计
4.2.1变压器的设计
低级最小匝数：
=
=20V,T=
s,Ae=
因开关频率小于50KHz,所以取dB=3200Gs,,能够算得
=，又由
取得N
=，所以咱们按照所算得的匝数关系取低级线圈10匝，次级35匝。
由于电路有大约300W的功率，低级的电流达到十几安，每匝线圈都要用多匝漆泡线并绕。
4.2.2输出滤波器设计
输出电感：
输出电感不允许进入不持续工作模式，dI=（V1-V0）
=2I
T
即V1=，又I
，所以L0=
，由V
=400V,T=
s，额定电流I
=,算得L0=10mH,
输出电容C
dI,V
=,dI=
算得最小C
=240uF。
4.3DC-AC电路中的LC滤波电路
通常，选择SPWM逆变器的输出LC滤波器的转折频率
远远低于逆变输出频率
，它对逆变输出频率和其周围频带的谐波具有明显的抑制作用。
系统中，逆变输出是频率为15-30kHz的SPWM矩形脉冲（输出的基波频率为20Hz-200Hz）,谐波主要也集中在这周围，取此处截止频率为2KHz。
又因f=
,则取得LC=16500，取C=6uF,算得L=。
5.系统硬件电路设计
5.1推挽升压电路
推挽升压控制芯片采用SG3525，占空比最大能够到50%。
前级升压电源输入输出隔离，减少了对后级的干扰，提高了靠得住性。
输入从20——30V升到最大电压400V,最大效率可达85%以上。
5.2全桥逆变电路
如图（7）所示，主电路拓扑采用电压式全桥逆变电路，其中对管Q1Q4接入相位相同的SPWM1与SPWM4驱动信号，Q2Q3接入另一组相位相同的SPWM2和SPWM3驱动，为避免上下两个MOSFET出现对通，这两组信号互补而且带有1us的死区时刻。
为减小因器件关断产生的尖峰电压，采用了RCD吸收电路，既抑制了尖峰，又减少了EMI的干扰。
图（7）电压型全桥逆变电路
单片机的驱动频率高达30KHz,普通的线性光耦PC817的截止频率只有80KHz,上升时刻和下降时刻都太长，显然不知足要求。
这里咱们选则了6N137，此光耦的截止频率为1MHz，上升时刻30ns，下降时刻10ns，知足需求。
驱动芯片咱们选用了常常利用的IR2113，IR2113的最高引导电压为600V，最高VDD电压25V,,工作频率接近1MHz,传输延迟时刻10ns，输出电压为10-20V。
另外IR2113输入端的电压必需高于供电电压的一半以上时才能时芯片工作，所以这里由12V电压通过下拉电阻别离接到光耦的两个输出端，使IR2113正常工作。
驱动电路如图（8）所示。
开关管选择：
功率MOSFET具有开关速度快，损耗低，驱动电流低，无二次击穿现象，抗干扰能力强等长处。
图（8）光耦隔离驱动
5.3采样电路和保护电路设计
为了达到精准的电压采样，采用外部触发PIC采样，通过电压互感器，采得的小信号电压通过RC滤波后，通过OP07放大，输出一路做跟从给单片机的AD，做为电压显示的信号；
另一路通过LM393做过零比较，产生一个触发信号，作为峰值维持的信号，单片机通过AD采样，当读到一个上升沿的的时候通过AD读取LM358的输出电压。
图（9）输出电压采样
如此能够精准读取输出电压峰值作为输出显示，而且输出电压瞬时值反馈，系统动态响应快，负载适应性好。
通过电流互感器对输出电压进行采样，全波整流后，把交流电流整成直流，再通过LM358放大电流信号给单片机，作为电流显示；
另一方面，放大的电流信号通过LM393比较后，当单片机读到一个低电平时封锁SPWM输出，限制电流的增大，从而达到过流保护。
过流保护具有自恢复功能，当检测的电流小于过流点时，单片机给出SPWM驱动信号，输出电压逐渐增大，起到了软启动的功能。
5.4辅助电源电路设计
本系统采用UC3845控制芯片为核心，采用单端反激开关电源结构，用于产生+12V、-12V、+5V三路电压，其中+5V给单片机供电，+12V和-12V给其它芯片供电。
此电源不仅有着较高的效率，而且这三路电压都是彼此
隔离的，提高了系统的稳固性。
其电路图如图（10）所示。
图（10）UC3845反激辅助电源
6.系统软件设计
软件部份主要分为闭环控制，PI调节，电压、电流显示，电源保护。
单片机须产生spwm进行逆变，并对产生的正弦波进行pi负反馈调节，进行闭环控制以产生峰值稳固的正弦波。
由于硬件电路的特性，spwm的载波频率只能在15kHz—30kHz范围内转变。
软件流程图如下：
图（11）程序总流程图
7.测试方案与结果
.1测量仪器
序号
名称、型号、规格
数量
备注
1
60M示波器TDS1002
Tektronix
2
直流稳压电源
YB1732A3A
3
4位半数字多用表
MS8050
4
普通万用表
UT51
5
滑动变阻器
0~200Ω/200W
6
失真度测量仪
7.2测量方式
（1）电压电流测量：
用数字万用表测量。
（2）功率效率测量：
输出功率PO能够用测得输出电压、电流的有效值UO和IO直接相乘，输入段Ui、Ii均为直流信号，直接相乘即为输入功率，效率按
进行计算。
（3）失真度测试：
直接用失真度仪测量。
7.3性能测试
7.3.1负载调整率和电压调整率
20
25
30
输出调整率
%
1．1
负载调整率
7.3.2失真度测试
输出电压
输出电流
失真度
%
7.3.3故障保护功能
过流保护：
预设，实测：
预设，实测：
故障消除可自恢复，具有故障声光报警功能。
7.4改良与优化
7.4.1效率的提高：
前级推挽升压采用软开关结构，降低辅助电源的损耗可
以提高整机的效率。
波形失真度的改善：
SPWM产生采用双极性等面积法，能够有效降低二次谐波；
减少死区时刻，能够改善过零点上的失真；
合理设计滤波器参数，能够滤除高次谐波和杂波。
采用电压电流双闭环控制，能够提高系统的动态响应和调节精度。
8.总结
本次设计小型风力发电机逆变系统涉及了DC-DC升压和DC-AC电压型
桥式逆变拓扑结构，运用了PIC产生SPWM波控制桥式电路四个开关管的导通。
由测试可知此设计的方案大体上知足了设计要求。
固然此方案还有优化和改良的可能。
9.致谢
这次毕业设计我需要对老师表示我最衷心的感激。
在方案肯定的进程中，他给咱们提供了许多宝贵的建议；
咱们碰到困难时，他也给与了耐心的解答。
另外我也需要对我的合作伙伴，像等表示我由衷的谢意。
每次我向他们请教问题时都取得了很友善的解答，咱们在这次设计达到了一路进步。
总之这次毕业设计让我更进一步体会到了团队合作的重要性，同时我对开关电源在社会生活中的应用有了更深刻的了解，我在这次设计中收益匪浅。
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