开关电源Word文档下载推荐.docx
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用一个半导体功率器作为开关，使带有滤波器（L或/和C）的负载线路与直流电压一会相接，一会断开，则负载上也得到另一直流电压。
这就是DC-DC的基本手段，类似于“斩波”（Chop）作用。
一个周期Ts内，电子开关接通时间ton所占整个周期Ts的比例，称接通占空比D，D=ton/Ts;
断开始间toff所占Ts比例，称断开占空比D’,D’=toff/Ts。
很明显，接通占空比越大，负载上电压越高；
1/Ts=fs称开关频率，fs越高，负载上电压也越高。
这种DC-DC变换器中的开关都在某一固定频率下（如几百赫兹）工作，这种保持开关频率恒定但改变接通时间长短（即脉冲的宽度），使负载变化时，负载上电压变化不大的方法，称脉宽调制法（PulseWidthModulation,简表为PWM）。
由于电子开关按外加控制脉冲而通断，控制与本身流过的电流、二端所加的电压无关，因此，电子开关称为“硬开关”。
很明显，由于硬开关开断和接通时，开关上同时存在电压、电流，损耗是比较大的，但无论如何比串电阻变换方法小的多。
这就是开关电源的优点之一。
凡用脉宽调制法方式控制电子开关的开关变换器，称为PWMK开关变换器。
它是以使用“硬开关”为主要特征的。
另一类乘之为软开关。
凡用控制方法使电子开关在其两端电压为零时导通电流，或使流过电子开关电流为零使关断，此开关开关称为软开关。
软开关的开通、关断损耗理想值为零。
为了满足电子开关商电压或电流值为零的条件，可用谐振（Resonance）方法。
在开关电源电路中加的不是正弦电压，而是直流电压。
直流电压加在串联的LC时，电路中电流按正弦规律无阻尼振荡，其频率即电路的谐振频率，或称振荡频率。
利用谐振现象，电子开关器件两端电压按正弦规律振荡，当振荡到零时，使电子开关导通流过电流，此法称为零电压开通（Zero—Voltage—Switching简称ZVS）。
同理流过电子开关器件的电流振荡到零时，使电子开关断开，此法称为零电流关断（Zero—Carrowt—Switching简称ZCS）。
利用谐振现象，使电子开关器件上电压或电流按正弦规律变化，以创造零电压开通或零电流关断的条件，以这种技术为主导的变换器称为谐振变换器。
它有串联和并联谐振变换器两种。
由于正向盒反向LC回路值不一样，即振荡频率不同，电流幅度值也不同，所以振荡不对称。
一般正向正弦半波大过负向正弦半波，所以常称为准谐振。
无论是串联LC，或是并联LC都会产生准谐振。
谐振回路，参数可以超过两个。
例如三个或更多，称为多谐振荡变换器。
为保持输出电压不随输入电压变化而变化，不随负载变化而变化（或基本不变），谐振、准谐振和多谐振变换器主要靠调整开关频率，所以是调频系统。
调频系统不如PWM开关那么易控制，加上谐振、准谐振、多谐振电路谐振电压（或电流）峰值高，开关受的应力大，因此这几年热门的研究课题是零开关—PWM变换器和零转换—PWM变换器。
DC—CD可分成PWM式、谐振式和它们的结合式。
每一种方式中从输入与输出之间是否有变压器隔离，可以分成有隔离、无隔离两类。
每一类中游又六中拓扑：
Buck、Buck—Booct、Cuk、Sepvc和Zeta。
无论哪一种CD—DC变换器，主回路使用的元件知识电子开关、电感和电容。
电子开关只是快速的开通、快速的关断这两种状态，并且快速的进行转换。
主回路也不是绝对不出现电阻元件。
出现的前提是极有利于控制性能而又不引起多大的损耗。
而且限于几十瓦以下的小功率变换器中应用。
一般其阻值在毫欧级，其上得到的mv电压可用来作为当前工作周期进行电流控制或保护的信号。
二、基本的PWM变换器主电路拓扑
（一）Buck变换器
Buck变换器别名为降压变换器、串联开关稳压电源、三断开关降压稳压器。
图（a）由单刀双掷开关S，电感元件L和电容C组成的示意图。
图（b）由以占空比D工作的晶体管Tr、二极管D1、电感L、电容C组成的Buck变换器电路图。
电路完成把直流电压Vs转换成直流电压Vo的功能。
Buck工作原理：
1．假定：
为分析稳态特性，简化推导公式的过程，特作如下几点假设：
（1）开关晶体管、二极管均为理想元件。
也就是可以瞬间也“导通”和“截止”，而且“导通”时压降为零，“截止”时漏电流为零。
（2）电感、电容是理想元件。
电感工作在线性而未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零。
（3）输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到可以忽略。
2．工作过程：
当开关S在位置时，有图（a）所示的电流is=il流过电感线圈L，在电感线圈L未饱和前，电流线性增加，在负载R上流过电流Io，两断输出电压Vo，极性上正下负。
当is>
Io时，电容在充电状态。
这时二极管D1承受反向电压；
当开关S大至B时，如图（b）所示，由于线圈L中的磁场将改变线圈两端的电压极性，一保持其电流il不变。
负载R两端电压仍是上正下负。
在il<
Io时，电容处在放电状态，有利于维持Io、Vo不变。
这时二极管D1，承受正向偏压为电流il构成通路，故称D1为续流二极管。
由于变换器输出电压Vo小于电源电压Vs；
故称它为降压变换器。
工作中输入电流is，在开关闭合时，is>
0,开关打开时，is=0,故is是脉动的，但输出电流Io，在L、D1、C作用下却是连续的、平稳的。
图（4）中，设开关周期为Ts，闭合时间为t1=D1Ts，断开时间t2-t1=D2tS；
D1<
1,称D1为接通占空比，D2<
1,称D2为断开时间的占空比。
主要概念一关系式
1．电感电流连续一不连续
下面分析一下开关闭合和断开的情况与输出电压的关系。
在图（4）中，设开关周期为Ts,闭合时间为t1=D1Ts,断开时间t2-t1=D2Ts;
1,称D1为接通时间占空比，体现了开关接通时间占周期的百分比值，D2<
1,称D2为断开时间的占空比,体现了开关断开时间占周期的百分值。
根据假定
（1）很明显，D1+D2=1。
在输入输出不变的前提下，当开关在位市，波形如2-3所示，电感电流线性上升，其增量为：
式中：
——电流增量；
Vs——输入电源电压（V）；
Vo——输出电压（V）；
L——电感（H）；
Ts——开关周期S；
D1——开关接通占空比。
当开关S在B位时，如图2-3（a）t2-t1时间段所示，iL电流增量为：
由于稳太时这两个电流变化量相等，即，所以：
又因为D1+D2=1整理得：
Vo=VsD1
式（1.2.3）表明，输出电压Vo随占空比D1而变化，由于D1<
1，故Vo<
Vs，Vo/Vs是电压增益，表示为M，在本线路中：
M=Vo/Vs=D1
如图2.4所示，电压增益M由开关接通时占空比D1决定，即变换器有很好的控制特性。
当电感L较小时，负载电阻较大，或Ts较大时，将出现电感电流以下将到0，新的周期却尚未开始的情况。
当新的周期来到时，电感电流从0开始，线性增加。
这种工作方式称电感电流不连续的模式。
波形图如图2-3（b）。
此时，当开关S在位置A时，占空比D1：
当开关S在位置B时
由于，所以：
整理得：
式中D2——晶体管开断、二极管导通时间占空比（S）。
注意，二极管导通占空比用D2表示之。
相应晶体管导同占空比用D1表之，如图（b此时D1+D2=1,。
由图2-3（b）iL图形可知，，稳态负载电流Io即是iL等腰面积在Ts时间内的平均值，而且等于Vo/Vr。
即
解得
式中
是儲能电感L与负载电阻R周期时间Ts乘机的比率。
它是无量纲参数。
由（1.2.7）可得
考虑到（1.2.5）可得
解得
将（1.2.9）代入（1.2.6）得到不连续状态下Buck变换器的电压增益M：
相应图形如2-5。
从（1.2.10）式可得到占空比确定的电压增益。
如果把（1.2..9）（1.2.10）式演算也可以得到从电压增益确定占空比。
2.连续与不连续状态之间有个临界状态，其发生条件为：
连续条件
临界条件
不连续条件
考虑式和式，临界状态时整理得
（1.2.14）为临界条件的L/R表达式。
该时L即定义为临界电感，可表为Lc,
式中=t2-t1——开关管Tr关断时间（S）；
Vo——输出电压（V）；
fs——开关工作频率1/Ts（Hz）；
Po——变换器输出功率Po=IoVo（W）。
3.纹波电压Vo
流经电容的电流ic是（il-Io），ic在电容两端产生的电压Vo称为纹波电压。
其波形如图2-6所示。
当ic为t的线性函数时：
式中D2——关断时间占空比
由（1.2.15）式知，对于Lc和D2为固定值时，降压变换器的电流连续与否是由R值确定的。
当R的欧姆值增大时，工作状态将从连续的转化为不连续的。
另一方面，如果R和D2Ts是固定的，则电感器的L<
Lc时，其工作状态由连续的转化为不连续的。
当fs增大时，即Ts减小，从（1.2.15）可看出，则保持开关变换器在连续状态工作的Lc降低。
仔细地观察图2-3（）和（）的波形，可以推出一些变换器的一些性质特点。
Vo是V1在Ts内的平均值。
V1时有时无；
Vo则是平直的。
因此，变换器可以简单地看成是一个低通滤波器的电压斩波器。
低通滤波器的作用就是滤去V1中随时间而变化的交流分量。
所以低通滤波器的频率比开关频率要低的多。
由Vo是V1的平均值，而V1的峰值为直流电源电压，所以Vo总是比Vs小。
注意，V1的波形在两种不同工作状态下其形状是不同的。
连续状态时，在t1期间，V1=Vs；
在t2期间，V1=0。
V1的平均值Vo是由D决定的，而且在理想情况下，在这个线路模式中，Vo与R无关。
然而，在不连续状态中，在t2期间，有部分时间V1为0，部分时间V1=Vo。
V1=0所持续的时间由R决定，所以不连续时，Vo值由R和D1决定的。
由于不连续时，t2中存在V1=Vo的台阶，所以，在Vs和D1的值相同时，不连续状态中Vo较连续时的Vo大。
输入电流is是脉动的，与降压变换器的连续与否工作状态无关。
这个脉动电流，在实际应用中应受到限制，以免影响其它电器正常工作。
通常，电源Vs和变换器的输入端之间会加一些输入滤波其器，这种滤波器必须在开关变换器设计的早期阶段和建立模型过程就予先进行考虑，否则，在开关变换器与输入滤波器连接时，可能会引起一外的自
Vo和R两个值决定is的平均值Is。
对没有功率损耗的理想Buck变换器中，电源变换效率为100%，因此有VsIs=Vo/R。
因为Vo是一个输出恒定电压值常数K，故：
上式说明Is与Vs、R两个值的乘机成反比例。
瞬时值is的上升部分与iL相同。
当Vs变化时，应使D1变化，以便使Vo保持恒定值。
IS的幅值是变化的，单其最大幅值Ib在Vs一定时则不变。
在一定的输入功率下，如变化器工作在不连续工作模型时，Ib是很大的。
这意味这变换器的功率晶体管Tr和续流二极管D1必须具有较高的峰值电压和电流。
由于这个和其它重要的原因，在高功率应用中，变换器应避免不连续工作状态（即使电感较大和由此引起的成本提高）。
在负载变动较大的场和，也可使用变值扼流器，它的电感数据随通过它本身的电流而变化。
当小电流通过时，电感值大，但随电流增大，电该值却捉渐变小。
这一方法非常有用，但这一“变值”电感将由于开关变换器附加滤波器的截止频率fc变动，使设计问题复杂化，即往往使得闭环控制的稳定变得很困难。
输出滤波器的截止频率fc定义式为：
当所选的C能达到所需的输出滤波器要求时，L可以选的足够大，以便使开关变换器保持在连续的工作状态，但电容器本身没有完美的电器性能，所以其内部的等效串联电阻将消耗一些功率。
另外，等效串联电阻上的压降会产生输出纹波电压，欲要减小这些纹波电压，只能靠减小等效串联电阻的值和动态电流的值。
选择电容C的类型，经常由纹波电流的大小决定。
截止频率fc的高低，LC的大小，都将影响输出纹波电压。
再实际设计过程中，选择L和C时，要综合考虑其重量、尺寸以及成本等因素。
从改善动态特性看，可考虑选择小电感量，大电容量。
6、稳态特性的分析
图2-7示出了Buck变换器各只路电流符号及方向。
图中包括了一个输入滤波网L1、C1，并且假设L1具有足够大的电感量，以致Is实质上是直流，C2较大，以致IL的交流压降大部分在电感L上。
这个假设是为了获得低输入电流纹波及小的输出电压纹波提出的，符合开关电源实际应用。
图中L1、C1是为使降压变换器输入电流IS从脉冲式变为连续式所须加的滤波器。
（二）Boost变换器
1、别名
升压变换器、并联开关电路、三端开关型升压稳压器。
2、线路组成
线路如图2-9所示由开关、电感、电容组成。
完成把电压升压到的功能。
3、工作原理
（1）.假定
为分析稳态特性，简化推导公式的过程，所需假与第二节Buck变换器的假定相同。
（2）工作过程
当开关S在位置A时，如图2-10（a）电流iL流过电感线圈L，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能形式储在电感线圈L中。
此时，电容C放电，R上流过电流Io，R两端为输出电压Vo，极性上正下负。
由于开关管导通，二极管阳极接Vs负极，二极管承受反向电压。
所以电容不能通过开关管放电。
开关S转换到位置B时，构成电路如图2-10（b）由于线圈L中的磁场将改变线圈L两端的电压极性，以保持iL不变。
这样线圈L磁能转化成的电压VL与电源Vs串联，以高于电压向电容、负载供电。
高于时，电容有充电电流；
等于时，充电电流为零；
当Vo有降低趋势时，电容向负载R放电，维持Vo不变。
由于Vs+VL向负载供电时，Vo高于Vs，故称它为升压变换器。
工作中输入电流is=iL是连续的。
但流经二极管D1电流却是脉动的。
由于有C的存在，负载R上仍有稳定、连续的负载电流Io。
4、电路各点的波形
按iL在周期开始时是否从零开始，可分为连续工作状态或不连续工作状态两种模式。
波形如图2-11（a）（b）所示。
在连续工作状态，开关周期Ts最后的时刻电流Ia值，就是下一个Ts周期中电流iL的开始值。
但是，如果电感量太小，电流线性下降快，即在电感中能量释放完时，尚未达到晶体管重新导通的时刻，因而能量得不到及时的补充，这样就出现了电流不连续的工作状态。
在要求相同功率输出时，此时晶体管和二极管的最大瞬时电流比连续状态下要大，同时输出直流电压的纹波也增加。
在连续状态下，输入电流不是脉动的，纹波电流随L增大而减小。
不连续工作状态，输入电流是iL脉动的，晶体管输出电流iT，不管连续或不连续工作方式却总是脉动的。
而且，峰值电流比较大。
另外，在不连续时，D3Ts的时间内，L从输出端脱离，这时只有电容C向负载提供所需的能量。
因此，要求比较大的电容C，才适应输出电压、电流波纹小的要求。
5、稳态特性得分析
为简单起见，对Boost变换器稳态特性推导作一些假定，即忽略主要电路元件的寄生参数，如RlRc。
事实证明，这些方程式能满足实际设计的要求。
为了减小对Vs电源瞬间电流的要求，实际升压变换器，多数在输入处加上一个L1、C1组成的滤波器。
这时各支路电流，各参数定义如图2-18所式。
所的公式列于表1.2.3和表1.2.4中。
（三）Buck–Boost变换器
1、别名
降压-升压变换器，反号变换器。
在Buck变换器后串接一个Boost变换器的线路，如图2-19（a）所示。
此电路可以逐步进行简化，如图2-19（b）、（c）所示。
假设在图2-19（b）中，S1及S2是同步的，并有同一的占空比。
则，S1、S2、D1、D2的功能可以用等效的双刀双掷开关来表示。
注意，在图2-19（b）中，已删去了电容C1。
直到目前的讨论为止，Buck变换器总是用带有滤波输出电容的，但严格的说，它不是一定要得。
因为Buck变换器的电感器，可以作成任意大，以满足在没有附加电容滤波器的情况下，减小负载电流纹波幅值。
只是在实际中，加一个输出滤波器电容使电感器减小一些。
但是后面接的变换器尽管它的电感做的如何的大，输出电流总是脉动的。
所以输出电容不能去除。
由于L2、C2构成了一个第二级的低通滤波器，所以第一级滤波电感中的纹波不会很大的，有可能去除C1。
去除C1之后，电感L1、L2可以合成一个，得到图2-19（c）。
如果允许电路输出的电压极性可以反过来的话，则图2-19（c）可演变为图2-20（a）。
图2-21是其由晶体管及二极管组成的实际电路。
图2-19Buck-Boost变换器的等效电路之一
图2-20Buck-Boost变换器等效电路之二图2-21实际的Buck-Boost电路
（1）假定：
为分析稳态特性，简化推导公式过程，必须作一些假定。
假定条件与前面Buck变换器时假定相同。
图2-21当开关导通时，电流流过电感线圈L，L储存能量。
当开关断开时，电流有减小曲势，电感线圈产生自感电势反向，为下正上负，二极管受正向偏压而导通，负载上有了输出电压，电容充电储能，以备开关转至接通时放电维持V0不变。
由于负载上的电压极性与输入电压的极性相反，故称为反号形变换器。
线路中无论是电流Is、还是I，都是脉动的，但通过滤波电容C的作用，i0应该是连续的。
（3）电路各点波形
按Il的电流在周期开始是否从0开始，可分为连续工作状态两种模式。
波形各如图2-22（a）、（b）所示。
图2-22Buck-Boost变换器连续与不连续工作模式工作波形图
（四）CUK变换器
Boost-Buck串联变换器。
2、线路组成
1980年前后，美国加州理工学院进行一系列Boost-Buck串联变换器的研究、并不断的完善，终于完成以他的名字命名的变换器，简称Cuk变换器。
其发展的思路是把Boost与Buck变换器串联起来，进行如下的演变，从而得出很有特色的一个电路。
在升压变换器后串一个降压变换器的线路，如图2-27（a）所示。
同样，假定在图2-27（a）中，S1及S2是同步的，并有同一的占空比，则S1、D1、S2、D2的功能可以用等效的双刀双掷开关来表示，得到图2-27（b）所示线路。
如果允许输出电压是反极性时，则双刀双掷开关及并联电容器可以用一个单刀双掷的开关及一个串联电容器来代替。
这时，这个新电路，可以简化如图2-27（c）所示。
这个新电路的实际线路，见图2-27（d）。
上述电路也称为古卡电路。
从历史观点来看，许多流行的开关电源电路或多或少
是随机的被想到的，而且常常相同的开关电源电路结构，是由许多不同的人、不同的时间和不同的地点发现的。
把这众多电路进行归纳、研究，才理出基本的、派生的等等所谓“系统”来。
其中Cuk变换器是较重要的发现。
可以看到，这个电路只要一个开关和一个换流二极管。
电容器作为输入到输出主要能量的转换元件。
图２－２７ Boost-Buck串联变换器的等效电路
当工作在连续状态下，Cuk变换器输入电流和输出电流不是脉动的，而且增加电感L1和L2的值，可使交流纹波电流的值为任意的小。
在应用中，这一特殊变换器特性常常不需要再附加输入／输出的抗电磁干扰的滤波器。
再回顾一下降压及升压变换器。
如图２－２６中的L1、C1、L2、C2和图２－１８中的L1、C1就是起这种作用的。
这样相比之下升压－降压串联的Cuk线路用的元件较少一些。
Cuk变换器像降压升压变换器一样，可以提供某一输出电压值，此值比它的电源电压大或者小。
其大小主要决定于图２－２７（d）的S1开关占空比D1。
在Cuk变换器中的开关、二极管和电容的电流与工作在相同电压增益及输入电压的降压－升压变换器相对应的电路相比是相当的，但如果输入和输出抗电磁干扰滤波器加到降压－升压变换器时，Cuk变换器结构显的简单的多。
3、工作原理
（1）假设
与前面Buck变换器的假设相同。
（2）工作过程
由晶体管、二极管构成的Cuk线路如２－２８（a）所示。
（b）为流经二个电感的电流波形。
三、单片PWM控制器及其应用
TL494PWM控制器
1、工作原理
TL494是一个固定频率的PWM控制电路，使用于设计所有的（单端或双路）开关电源的典型电路，它的内部结构内部方框图如下图所示。
它有一个内部线性锯齿波振荡器，振荡器的振荡频率可由外接电阻RT，电容CT进行调节。
RT和CT分别与管脚6、5相连接，振荡频率由下式确定：
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