功率MOSFET的应用问题分析Word文件下载.docx
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具体的计算步骤是：
设定最大的浪涌电流Ipk，最大的输出电容Co和上电过程中输出负载Io。
如果是输出电压稳定后，输出才加负载，则取：
Io=0。
（4）
由（4）式可以算出输出电容充电时间t。
负载开关的应用，通常在D和G极并联外部电容，因此，t3时间远大于t2，t2可以忽略，因此可以得到：
t=t3，由（3）式可以求出D和G极并联外部电容值。
然后由上面的值，对电路进行实际的测试，以满足设计的要求。
负载开关的稳态功耗并不大，但是瞬态的功耗很大，特别是长时间工作在线性区，会产生热失效问题。
因此，PCB的设计，特别是贴片的MOSFET，要注意充分敷设铜皮进行散热。
在MOSFET的数据表中，热阻的测量是元件装在1平方英2OZ铜皮的电路板上。
Drain的铜皮铺在整个1平方英寸、2OZ铜皮的电路板。
实际应用中，Drain的铜皮不可能用1平方英、2OZ铜皮的电路板，因此，只有尽可能的用大的铜皮，来保证热性能。
具体的降额值可能值可以参见以下的图。
如果是多面板，最好D和S极对应铜皮位置的每个层都敷设铜皮，用多个过孔连接，孔的尺寸约为0.3mm。
问题2：
功率MOSFET的Qgs，Qgd，Ciss，Crss，Coss，tr和tf的关系？
如下图，在一定的测试条件下，Qgs与Ciss相关，Qgd与Crss相关，Qg与Crss，Ciss都相关，驱动的电压决定其最终的电荷值。
Qgs和Qgd都是基于相关的电容的计算值。
tr和tf如下图，对于上升和下降的延时，和Crss，Ciss都相关。
注意此时的测量条件是阻性负载。
如果是感性负载，电感电流不能突变，那么由于电感的续流，这个时间就和负载的特性相关了。
上升延时tr：
上升延时的定义是在MOSFET的开通过程中，VGS的电压上升，从其10%值开始，到VDS下降到为10%VDS值为止。
在开通的过程中，VGS上升米勒电容平台前的时间由Ciss决定，米勒电容平台的时间Crss由决定，过了米勒电容平台到VDS下降到为10%VDS的时间又由Ciss决定。
下降延时tf和tr定义类似。
问题3：
AOD4126的数据表中，红色标注的ID、IDSM、IDM有什么区别？
PD和PDM的值是否有标错？
另外，关于RθJA和RθJC，作为用户要按照备注中的哪一项判定？
对于同样规格的MOSFET，双通道和单通道相比，优势在哪里？
是不是简单的Rdson减半、ID加倍等参数合成？
MOSFET的数据表中，ID和IDSM都是计算值，其中，ID是基于RθJC和Rdson以及最高允许结温计算得到的，IDSM是基RθJC和Rdson以及最高允许结温计算得到的。
PD和PDM也是基于上述条件的计算值。
电流的具体定义，可以参考文献：
理解功率MOSFET的电流，今日电子：
2011.11
在实际的应用中，由于MOSFET所用的散热条件不一样，因此，在开关过程中，还要考虑动态参数，所以，ID没有实际的意义。
RθJA和RθJC是二个不同的热阻值，具体的定义在数据表中有详细的说明，注意的是，数据表中的热阻值，都是在一定的条件下，测量得到的。
实际应用过程中，由于条件不同，得到的测量结果并不相同。
使用双通道和单通道的MOSFET，要综合考虑开关损耗和导通损耗，Rdson不是简单的减半，因为二个功率管并联工作，不平衡性的问题永远是存在的，而且，动态的开关的过程中，容易产生动态的不平衡性。
如果不考虑开关损耗，仅仅考虑导通损耗，那么还是要对Rdson作一定的降额。
问题4：
不同的测试的条件为影响MOSFET的数据表中的VGS（th）和BVDSS吗？
ATE是如何判断的？
不同测试条件，结果会不同，因此，在数据表中，会标明详细的测试条件。
对于AET的测试，以VGS（th）为例，它和Igss相关，如AON6718L，当G和S极加上最大20V电压，注意到VDS=0V，如果Igss小于100nA,由表明通过测试。
不同的公司ST，Fairchild，IR，Vishay等，可能使用不同的Igss，如IR1010使用200nA，IR3205使用100nA。
目前，行业内使用100nA更通用。
同样的，BVDSS的测试条件：
ID=250uA,VGS=0V，如果ID越大，BVDSS电压值越高。
问题5：
一个100V的MOSFET，VGS耐压大概只能到30V。
在器件处于关断的时刻，VGD大概能到100V，是因为G和S极间的栅氧化层厚度比较厚，还是说压降主要在沉底和飘移电阻上面？
GS电压主要由栅氧化层厚度控制，GD主要由EPI+层厚度来控制，所以VGD耐压高。
问题6：
关于雪崩，下面描述是否正确？
1、单纯的一次击穿不会损坏MOSFET？
很多时候，就是测1千片，或者1万片，电压高于额定的电压值，MOSFET也不会损坏。
2、雪崩损坏MOSFET有两种情况：
一种是快速高功率脉冲，直接使寄生二极管产生较大雪崩电流，芯片快速加热过温损坏。
另一种是寄生三极管导通，并发生二次击穿？
是的，特别是新一代工艺的MOSFET，基本上是后一种损坏方式：
寄生三极管导通。
寄生三极管的导通，发生二次击穿并不全是因为雪崩发生，还可能由于dv/dt过高的原因而导致。
3、雪崩损坏都发生在VDS大于额定值的情况？
是的。
但是高温条件下，一些大电流的关断，可能在关断过程中，发生寄生三极管导通而损坏，虽然看不到过压的情况，但是作者仍然将其定义为：
雪崩UIS损坏。
4、关于
（2）中两种情况，什么情况下倾向于第一种发生，什么情况下倾向于第二种发生？
如果单元非常一致，散热非常好均匀，热平衡好，第一种情况发生，早期的平面工艺有时候就会看到这种损坏模式。
现在，新的工艺导致单元的密度越来越集中，产生的损坏通常用就是第二种。
UIS的理解，请参考文献：
理解功率MOSFET的UIS，今日电子：
2010.4
作者遇到过很多的工程师问这样的一个问题：
如果说UIS的雪崩损坏时，电压通常会达到耐压值的1.2~1.3倍，可以明显看到电压有箝位（通俗说法：
波形砍头），那么，对于一个100V的MOSFET，工作在105V是否安全，110V是否安全？
如上所述，100V的MOSFET，加上110V的电压，不会损坏，那么，安全的原则是什么呢？
对于设计工程师来说，所要求的就是在最极端的条件下，设计的参数有一定的裕量，也就是从设计的角度来说，保持系统的安全和可靠性，永远都排在最优先的位置。
因此，笔者建议的原则是：
在动态的极端条件下，瞬态的电压峰值不要超过MOSFET的额定值。
问题7：
关于TrenchMOS的SOA,听说MOSFET在放大区有负温度系数效应，所以容易产生热点。
这是否就是MOSFET的二次击穿，但是，看资料MOSFET的Rdson是正温度系数效应，不会产生二次击穿。
这一点，一直都没有了解过，能否指点一下，后面再请教详细情况。
平面工艺和Trench工艺的MOSFET都有这个特点，这是MOSFET固有特性。
Rdson的正温度系数效应是在完全导通的稳态的条件，才具有这样的特性，可以实现稳态的电流均流，但是，MOSFET在动态开通的过程中，会跨越负温度系数区进入到完全开通的正温度系数区，同样，关断过程中，跨越完全开通的正温度系数区进入负温度系数区。
只是因为平面工艺的单元密度非常小，产生局部过流和过热的可能性小，因此热平衡好，相对的，动态经过负温度系数区时，抗热冲击好。
通常在设计过程中，要快速的通过此区域，减小热不平衡的产生。
具体内容，参考文献：
理解功率MOSFET的Rds（on）温度系数特性，今日电子：
2009.11
应用于线性调节器的中压功率功率MOSFET选择，今日电子：
2012.2
功率MOS管Rds（on）负温度系数对负载开关设计影响，电子技术应用：
2010.12
问题8：
关于寄生二极管和三极管，如下理解是否正确？
下图中，S极并没有和P型层直接接触，那么就不存在寄生二极管，只有寄生三极管。
但是这个三极管很容易误导通，所以将P型层也直接连到S级，以消弱三极管效应。
那么此时就体现为明显的寄生二极管？
是的，上述的理解是正确的，目前功率MOSFET的S极都和P＋连接在一起，很少用图中这样不连接的结构。
主要的原因在于：
对于内部寄生的三极管，S极和P＋连接在一起相当于基级和发射级短路，不连接在一起相当于开路：
VCES>
>
VCEO。
这样的内部连接，也导致内部的寄生二极管功能，也连接到外部电路。
问题9：
关于米勒电容Crss，在你的文档MOSFET的动态参数中，有公式如下：
参考图片，Crss电容是栅极通过氧化层对漏极的电容，对于开关过程，在第2阶段，沟道打开后，Ciss为什么增加了，是什么原因？
另外，AON6450规格书上的测试条件是VDS=50V的情况，这个测试的条件基于什么原因？
是否可以给出其它条件下的电容值？
Ciss增加的原因是Crss增加，图中，器件导通后，Wdep减小，Crss就增加。
对于一个100V的器件，比如：
AON6450，由于在米勒平台区，极限的情况VGD将从100V降到10V以内。
Crss是一个动态电容，容值随着VDS而变化，而且不是线性关系。
数据表中所采用的测试条件，是行业通常采用的标准，以50%的VDS测试。
如果客户有特殊要求，可以提供80%或100%的数据。
问题10：
功率MOSFET的SOA曲线如何得到的，可以用来作为设计的安全标准吗？
任何一家公司的SOA曲线上，主要有3部分组成：
电阻限制区、几条由脉冲功率限制的电流电压直线和最大电压直线。
最大电压值就是数据表中的额定值。
几条由脉冲功率限制的电流电压直线，实际上是计算值，就是基于数据表中的瞬态热阻、导通电阻以及最大的允许结温计算得到的，而且都是基于TC=25度，TC代表的是封装裸露铜皮的温度，在实际应用中，TC的温度远高于25度，因此，SOA曲线是不能用来作为设计的验证标准。
VGS大于VGS（th），MOSFET导通，MOSFET刚进入米勒平台，是否就算达到了饱和？
如果是这样，此时停止向G极供电，假定忽略栅极氧化层的漏电，这时VDS会一直维持比较高压降吗？
感觉有点不可思议，因为其饱和以后，Rdson已经降了下来。
如果说没有饱和，也感觉说不过去，Rdson和VGS有关，达到10V以后，Rdson已经很小了，压降也应该降下来。
如果说压降自动会降下来，那不是说米勒平台后期的充电没有什么用？
VGS大于VGS（th）时，MOSFET开始导通，其刚进入米勒平台，MOSFET都工作在放大区，而且器件都没有完全导通，因为，此时MOSFET导通电阻非常大，D极的电压由整个MOSFET承受，因此电流较小，电流乘上电阻也等于VDS值，也就是D、S极所加的电源电压值。
事实上，MOSFET工作在线性区时，和线性电压调节器，也就是LDO，如LM7805的工作原理相同，如：
当输入电压为10V，输出5V，压降就是5V；
输入电压12V，输出还是5V，压降是7V，MOSFET相当于调节管，输入电压和输出电压的差值，都由MOSFET来承担。
到了米勒平台区，电流为系统的最大电流，电流不能再增加，那么，VDS的电压开始下降，即使是VDS的电压下降一点点，所产生的电压变化率也非常大，因此，驱动回路的电流，将全部被米勒电容Crss所抽取，此时，就看到了所谓的“米勒平台”，VDS的电压在一定的时间内，维持一个稳定的值，直到VDS完全下降到最小值，VDS的电压变化率为0时，才结束米勒平台区。
问题11：
1、请教一个AOS3401的问题：
现在使用AOS3401的导通电阻Rdson作为隔离电阻，用来缓冲热插入移动硬盘的瞬间冲击电流，防止瞬间把主机芯电压拉低，电路图如下，5V_USB是插移动硬盘的地方，+5V_Normal来自主机芯电压。
将VGS设计在固定的-1.6V左右，此时的Rdson大约在100mΩ左右，插上移动硬盘瞬间的冲击电流由原来的9A下降到了5A左右，冲击电流持续时间80微秒左右，效果很明显，移动硬盘正常工作时电流约300mA。
如果将VGS设计在-2.5V左右，Rdson只有几十mΩ，对冲击电流的抑制作用不大。
这个电路的设计原则是什么？
VGS=-1.6V时，可以保证MOSFET导通，注意要考虑电阻阻值的分散性，在最差的条件下，如果使用电阻的精度为10％，VGS电压绝对值：
1.3+1.6*20%=1.64V，MOSFET仍然可以工作。
如果电阻的精度为15％，考虑到MOSFET的VGS（th）电压的分散性，在一定的条件下，如低温，MOSFET有可能不工作。
VGS（th）电压是负温度系数，温度越低，其值越大。
驱动电压的稳定值，要结合输入电压最低值，分压电阻值的精度，VGS（th）和VGS（th）的温度系数等最极端的条件下，来选择合适的分阻电阻的分压比，保证系统的设计要求。
同样，PCB布板时，S和D都用大的铜皮连接，如果是多层板，在每层都放上相应大小的的铜皮，用多个10-15mil的过孔连接，散热。
2、AO3401的VGS（th）规格书中标的可以到-1.3V，设置VGS=-1.6V，电压绝对值大于-1.3V，是否该MOS正常导通，应该没有问题吧？
现在损耗并不是考虑的问题，0.03V的Rdson的压降对系统没有任何影响。
原来使用一个0.1欧姆的氧化膜电阻来做隔离的，但是该电阻体积太大，用这个电路的目的就是想替换这个电阻。
由于这个电路中，MOSFET是在电视机开机后一直导通的，在MOSFET一直导通的状态下，来插入移动硬盘的，而不是插入移动硬盘后再打开MOS的，所以觉得调节R45/R46/C18的值不能起到降低冲击电流的作用。
希望利用MOSFET的恒流区特性来降低冲击电流，如果把VGS调整到-2.5V以上，对冲击电流的限制作用就非常小了，只能从9A降到8A左右，这样的做法对MOS来说会有问题吗？
事实上，下面的电路是利于MOSFET在开通过程中，较长时间工作在线性区（放大区，也就是恒流区），从而控制上电时瞬态大负载，如热插拨移动硬盘，因为硬盘带有较大的容性负载，切入瞬间形成较大的浪涌电流．如果MOSFET已经导通，后面再插入移动硬盘这样的大容性负载，浪涌电流主要由输出端的大电容来提供，因此MOSFET无法限制浪涌电流。
MOSFET工作在线性区时，电阻远大于完全导通的电阻，因此也可以理解为用电阻抑止浪涌电流。
通常，这种负载开关电路，设计时，分压电阻是为了防止VGS的最大电压超过额定的最高电压，串联在G极的电阻调节MOSFET的开通速度。
在保证要求的开通速度条件下，VGS不能超过最大额定电压时，可以适当提高电阻值，这样，在正常的工作状态下，MOSFET完全导通后，减小产生的静态损耗。
3、在AO3401规格书的第1页有写operationwithgatevotagesaslowas2.5V，是否是要求G极电压必须大于2.5V?
VGS必须小于-2.5V？
设计VGS=-1.6V有没有问题？
如果继续加大VGS到-1V呢？
是不是VGS的大小没有关系，只要保证Rdson产生的功耗不要导致MOSFET过热就行，是否正确？
不能那么认为，这句话的含义是：
AO3401可以工作在VGS＝-2.5V，此时，导通电阻约为120mOhm。
如果VGS电压太小，低于阈值电压VGS（th），AO3401可能无法完全开通，无法正常工作。
还是建议将VGS设计在-2.5V以上，如-3.5V左右，通过调节（增加）R45/46和C18来降低冲击电流。
问题12：
使用如下电路，用CPU的GPIO口直接控制一个MOSFET管，MOSFET作为后端负载的开关，这种应用有什么风险？
检查VCC以及MR34/MR35分压后的电压值VGS，VGS绝对值要比MQ1的VTH高，才能保证MOSFET完全打开，否则后面的系统可能不工作；
同时，检查GPIO口的驱动能力，是否满足驱动的要求。
如果很小，最好用GPIO口驱动一个三极管的B极，三极管的集电极C下拉MOSFET的G极。
由实际的浪涌电流，再调整MC11值，以及MR34/MR35值。
在PCB设计时，MQ1的D，S用大铜皮连接，如果多层板，在多个层放铜皮，用多个过孔，分别进行连接。
问题：
想请教一个有关MOSFET的关断时DS电压振荡的问题，在同一个电路上测试了两个不同厂商的30V的MOSFET，得到了关断时不同的DS电压波形，如下图。
可以看到器件1的尖峰较高，但是振荡抑制的很快；
器件2的尖峰较低，但是振荡抑制的较慢。
因为是在同一块PCB上测量的，所以电路的寄生电感，电阻等参数是不变的，现在只有器件不同。
这种尖峰是电路上的寄生电感和MOSFET的电容谐振引起，但是不明白具体是这两个器件哪个参数的差别，会使得这种振荡表现这么不同。
是否能够从器件数据的某些参数对比来选择一款实际应用峰值较低，振荡又能快速消除的MOSFET呢？
器件1器件2
这样的振荡波形，对于一个电源的工程师来说，经常看到，在这里，首先谈一下测量方法的问题：
（1）如同测量输出电压的纹波一样，所有工程师都知道，要去除示波器探头的帽子，直接将探头的信号尖端和地线接触被测量位置的两端，减小地线的环路，从而减小空间耦合的干扰信号。
（2）带宽的问题，测量输出电压纹波的时候，通常用20MHZ的带宽，但是，测量MOSFET的VDS电压时候，用多少带宽才是正确的测量方法？
事实上，如果用不同的带宽，测量到的尖峰电压的幅值是不同的。
具体原则是：
确定被测量信号的最快上升Tr和下降时间Tf；
计算最高的信号频率：
f=0.5/Tr，Tr取测量信号的10%~90%；
f=0.4/Tr，Tr取测量信号的20%~80%；
确定所需的测量精确度，然后计算所需的带宽。
所需精确度
高斯频响
最大平坦频响
20%
BW=1.0*f
10%
BW=1.3*f
BW=1.2*f
3%
BW=1.9*f
BW=1.4*f
在上图波形中，被测量信号最快的下降时间为2ns（10%~90%），判断一个高斯响应示波器在测量被测数字信号时所需的最小带宽：
f=0.5/2ns=250MHz。
若要求3%的测量误差：
所需示波器带宽=1.9*250MHz=475MHz；
若要求20%的测量误差：
所需示波器带宽=1.0*250MHz=250MHz。
因此，决定示波器带宽的重要因素是：
被测信号的最快上升时间。
注意：
示波器的系统带宽由示波器带宽和探头带宽共同决定。
VDS的振荡波形由PCB寄生回路电感和MOSFET的寄生电容形成高频谐振而产生的，在寄生电感值一定的条件下，寄生电容越小，振荡的频率越高，幅值也越高，同时，振荡的幅值和回路的初始电流值相关。
特别注意的是：
寄生电容Coss不是线性的，随着电压的增大而减小，因此，可以的看到波形振荡的频率并不是固定的。
VDS的高频振荡是无法消除的，增加Coss或在D、S极外部并联电容，可以降低振荡的频率和幅值，Snubber电路也是利用这个原理，抑制电压的尖峰。
问题13：
功率MOSFET的耐压为什么是正温度系数？
温度高，功率MOSFET的耐压高，那是不是表明MOSFET对电压尖峰有更大的裕量，MOSFET更安全？
随着温度的升高，晶格的热振动加剧，致使载流子运动的平均自由路程缩短。
因此，在与原子碰撞前由外加电场加速获得的能量减小，发生碰撞电离的可能性也相应减小。
在这种情况下，只有提高反向电压，进一步增强电场，才能发生雪崩击穿，因此雪崩击穿电压随温度升高而提高，具有正的温度系数。
MOSFET耐压的测量基于一定的漏极电流，温度升高时，为了达到同样的测量漏极电流，只有提高电压，表面上看起来，测量的耐压提高了。
但是，MOSFET损坏的最终原因是温度，更多时候是局部的过温，导致局部的过热损坏，在整体温度提高的条件下，MOSFET更容易发生单元的热和电流不平衡，从而导致损坏。
问题14：
使用下图的电路，进行不同电平信号间的转换，VCC_SIM=5V，SIM_DATA、SIM_CARD_I/O属于I/O双向传输。
SIM_DATA为输入信号，可以理解：
SIM_DATA为高时，Q7截止，SIM_CARD_I/O接收为5V信号；
SIM_DATA为低时，Q7导通，SIM_CARD_I/O接收为低电平信号。
当SIM_DATA为输出信号时，如何理解SIM_CARD_I/O输入为低电平信号？
功率MOSFET的电流可以从D到S，也可从S到D，只是从S到D是不可控的，此时，体内寄生的二极管导通。
当功率MOSFET作同步整流管时候，通常也是寄生二极管先导通，然后栅极信号驱动MOSFET的导通：
沟道导通，用以减小导通损耗。
SIM_DATA为输出信号时，SIM_CARD_I/O为低电平，Q7体内寄生二极管导通，信号SIM_DATA也拉低，接收低电平信号。
SIM_CARD_I/O输出高电平5V时，Q7体内寄生二极管截止，信号SIM_DATA上拉到3.3V，接收高电平信号。
问题15：
超结型高压功率MOSFET的UIS雪崩能力为什么比平面工艺低？
参考文献，超结型高压功率MOSFET结构工作原理，今日电子：
2013.11。
问题16：
功率MOSFET的损坏模式有那些？
如何判断MOSFET的损坏方式？
参考文献，开关电源中功率MOSFET损坏模式及分析，电子技术应用：
2013.3
问题17：
功率MOSFET的数据表中dv/dt为什么有二种不同的额定值？
如何理解体二极管反向恢复特的dv/dt？
在反激电源中，原边主开关管关断过程中，VDS的波形从0开始增大，因此产生一定的斜率dv/dt，同时产生电压尖峰，就是寄生回路的电感和MOSFET的寄生电容振荡形成的。
这个dv/dt会通常通过米勒电容，耦合到栅极，在栅极上产生电压，如果栅极电压大于阈都电压，MOSFET会误导通，产生损坏，因此，要限制MOSFET关断过程中的dv/dt，
另一种情况，就是在LLC，半桥和全桥电路，以及同
升级会员 