0STL6561应用笔记中文版Word文件下载.docx

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关于这项指标，可以参考谐波允许量标准EN61000-3-2,或功率因数PF，有功功率（传送到输出端的功率）和输入视在功率（线电压真有效值和线电流真有效值的乘积）的比值，功率因数PF是最直观的。

传统的输入电容滤波电路功率因数很低（05-0.7），并且谐波含量很高。

图1.L6561内部模块图

由于使用了开关技术，功率因数矫正器（PFC）位于整流桥和滤波电容之间，从电源获取一个准正弦波电流，与线电压同步，功率因数变得非常接近1（可以超过0.99），上述的缺点得以消除。

从理论上来讲，任何开关拓扑技术都可以用来获取一个高功率因数，但是，实际应用中，升压拓扑是一种最流行的方式，因为它有以下优势：

1）主要是，因为升压电路所需的元件最少，因此这种方式最便宜。

还有：

2）由于升压电感位于整流桥和开关之间，引起的电流di/dt比较低，可以使输入产生的噪音最小化，可以减少输入EMI滤波元件。

3）开关管的源极接地，便于驱动。

然而，升压拓扑结构要求输出的直流电压要高于输入的最大峰值电压（400V是一个典型值对于220V输入或宽电压输入）。

而且，输入和输出之间是没有隔离的，线电压上的任波动（主要指浪涌）都会影响到输出端。

目前广泛应用于PFC控制的方法有两种：

固定频率的平均电流PWM模式和临界PWM模式（TM模式）（固定开通时间，频率变化）。

第一种模式控制方法复杂，需要一个精密的控制芯片（如ST的L4981A,同时需要一片L4981B来进行频率调制）并且需要很多的外围元器件。

第二种模式只需要一个简单的控制器（例如ST的L6561），很少的外围器件，因此这种方式更便宜。

在第一种方式中，升压电感工作于连续模式，临界模式（TM）使电感工作在介于连续和不连续模式之间，从定义上来看，相对同样的输出功率，工作在临界模式（TM）的峰值电流会比连续模式下更高，峰值电流的高低会影响到产品的成本，所以，建议在低功率输出时使用临界模式（小于150W），第一种方式适合在更高的输出功率中应用。

L6561PFC控制芯片

L6561内部的结构图在图片1中已给出，这是一种使用临界模式技术控制PFC前置调节器的芯片。

芯片提供迷你插件和SO-8贴片两种封装。

L6561有以下几个重要特点：

--欠电压迟滞锁死；

--极小的启动电流（典型值50uA，90uA即可保证正常启动），简易的启动电路（仅需一个电阻），非常低的功耗；

--内部参考信号精度为1%（在Tj=25°

C）；

--具有使能功能，可以关断芯片，减少电路功耗；

--两级过压保护；

--内置启动器和零电流检测电路用来运行临界模式；

--内置乘法器动态延续以适应宽输入电压应用，卓越的THD；

--电流检测脚内置RC滤波；

--高性能图腾柱输出，可以直接驱动MOSFET或IGBT.

L6561已经最优化，可以用来作为基于升压拓扑电路的功率因数校正，如电子镇流器，AC-DC适配器，低功率开关电源（<

150W）。

然而，由于它的卓越性能和非常少的外围元件，同样也可以在其他拓扑结构中使用。

在低功率离线式AC-DC转化器中（使用隔离反激式拓扑）带PFC或不带PFC就是最常见的应用例子。

L6561内部模块描述

供电模块

正如图1中所画的那样，一个线性电压调节器通过Vcc产生一个7V的内部电压用来给芯片内部供电，但是输出驱动MOSFET是由Vcc直接供电。

另外，一个带隙电路产生一个精准的2.5V内部参考电压（2.5V+1%），用于环路控制，以此来获得一个稳定的调节。

在图片2中可以看到，一个欠电压锁死迟滞比较器，用来保证只有当输入电压足够高，芯片才运行，以此保证芯片运行在可靠的条件下。

图2.内部供电模块

差分放大器和过压检测模块（见图3和4）

差分放大器（E/A）的反向输入端，通过外部的分压电路连接到输出主线上,升压后的直流电压Vo经过电阻分压和内部的参考电压比较，以此来调节内部控制器，使输出电压得以稳定。

差分放大器的输出用来做频率补偿，通常在输出端和反向输入端之间并联一个反馈电容来实现。

差分放大器的带宽非常的低，因为差分放大器的输出周期必须始终大于线性频率的半个周期（差分放大器的频率低于100Hz（线性频率的一半周期）），才能获得高功率因数。

差分放大器的动态输出，箝位在2-5.8V之间，箝位的目的是使差分放大器能在过电压低压饱和状态和过电流高压饱和状态中快速恢复。

芯片拥有两级过电压保护功能（OVP）,通过连接到差分放大器的输出脚来实现。

一旦过电压，差分放大器的输出会趋向于低饱和状态，但是差分放大器的响应速度非常慢，因此要花比较长的时间才进入饱和状态。

另一方面，一旦过压必须马上校正过来。

因此，就很有必要需要一个快速的过压检测器，在稳定状态下，通过R1的电流和通过R2的电流是相等的，因为补偿电容不能流过直流电流的，（同时差分放大器的反向输入端也呈现高阻状态）；

IR1,R2=（Vo-2.5）/R1=2.5/R2

当输出电压突然升高时（由于负载突变），通过R1的电流也增大，但是通过R2的电流不会变大，因为R2上的电压在内部固定为2.5V，不是因为E/A慢。

增大的电流通过反馈电容流入到差分放大器的低阻抗输出端，增大的电流将被检测到。

在这种情况下，两种步骤将发生。

图3.差分放大器和过压检测模块

当增大的电流达到37uA时，乘法器的输出电压将减小，导致从电源输入的能量也减少。

以此来减小输出电压的上升速率。

在某些情况下，这种“软制动”功能可以避免输出电压过度偏离设定值。

尽管有软制动的存在，有时输出电压也会过度的增加，一旦流入差分放大器的电流达到40uA，“紧急制动”将发生。

乘法器的输出将被拉低到地电平，于是输出关断同时外部MOSFET也关断。

同时内部启动电路也关闭。

由于电流比较器有迟滞功能，直到输入差分比较器的电流小于10uA时，电压拉低才结束，输出状态得以激活。

图片4，动态和静态OVP运行

在动态OVP时，由于存在软制动和紧急制动，他们能处理大多数负载变动引起的电压波动，但是不能提供完善的保护。

事实上，“软制动”和“紧急制动”容易受到输出电压变化的影响（称为动态变化），并不能使输出电压稳定，例如发在负载断开的状况。

上面提到差分放大器在饱和时可以触发静态OVP，如果过压时间过长以致差分放大器的输出电压小于2.25V（差分放大器的线性动态为2.5V），保护功能将被触发。

并且关断输出，使外部MOSFET停止工作，同时关断一些内部模块，使静态工作电流减小到1.4mA。

当差分放大器的输出回到它的线性区域时，芯片又被重新激活。

零电流检测和触发模块（见图片5）

当通过升压电感的电压反向时，零电流检测（ZCD）模块开通外部MOSFET，并且要在通过升压电感的电流变为零后才开通MOSFET。

只有当这两个条件都满足时，才会运行在临界模式。

图片5，零电流检测，触发和使能模块。

电流流动时，过零检测信号可以通过升压电感上一个辅助绕组获得。

当然，在启动阶段，过零点检测还没有信号，需要一个辅助电路来开通外部MOSFET。

通过内部启动电路来实现，内部启动模块就会产生一系列的脉冲波形，用来驱动MOSFET的门极，MOSFET管工作起来后就会产生信号给ZCD电路。

启动器重复启动时间大大超过70us（大约14KHz）最大的启动频率在设计时需要考虑到

使能模块（见图片5）

过零检测ZCD引脚也用来触发使能模块。

如果这个引脚上的电压低于150mV芯片将被关断。

同时，芯片的损耗也将降低。

为了使芯片重新工作，这个引脚上的电压必须上升。

乘法器模块（见图6）

乘法器有两个输入端：

第一个输入端输入的信号是经过分压后的即时线电压（整流后的电压），第二个输入端输入的信号是差分放大器的输出端。

如果这个电压持续不变（持续时间超过线性频率的一半，即小于100Hz），乘法器输出波形的包络就是一个整流后的正弦波。

乘法器输出的信号将被作为电流比较器的参考信号，电流比较器的输出用来控制MOSFET每个周期的峰值电流。

图6.乘法器模块

电流比较器和PWM锁存器（见图7）：

电流比较器通过一个电流检测电阻（Rs源极电阻）获取一个电压信号，通过和乘法器的输出信号进行比较，来决定外部MOSFET的关断时间。

PWM锁存功能避免噪音对MOSFET误开关。

乘法器的输出被箝位在1.7V（典型值），一旦电流检测电阻上的电压超过此值（1.7V）限流功能将发生。

图7.电流比较器和PWM锁存

驱动（见图8）

由于使用推挽结构，能提供一个高达400mA推挽电流能力，可以直接驱动外部MOSFET。

当芯片处于欠电压时，一个内部下拉电路可以把输出拉低。

以确保外部MOSFET不会意外导通。

图8.驱动输出

TM（临界）模式PFC（升压拓扑）

运行在临界模式下的升压型功率因数矫正器，以下是关于他工作原理的描述。

输入交流电压经过整流桥整流后流向升压转换器。

使用开关技术，把整流后的输入电压升压到一个固定值的直流电压输出（Vo）。

升压转换器由一个升压电感（L），一个开关控制器（Q），一个升压二极管（D），一个输出电容（Co）组成，连接电路图见图9。

升压的目的是使输入电流的波形为正弦波，并且和输入电压的波形同相位。

为了达到这个目的，L6561使用临界模式技术。

图9升压电路图

升压后的电压经过电阻分压后，连接到差分放大器，做为一个输入端（反相端），和内部参考电压（同相端）进行比较，运放把他们的差值放大一定的倍数，从运放的输出端输出，如果差分放大器的带宽足够窄（低于20Hz），放大器输出信号（直流电压值）的周期大于线电压的半个周期。

放大器的输出信号同时传送给乘法器模块，和整流后的线电压通过电阻分压的电压信号相乘，他们相乘的结果是产生一个正弦波校正信号，信号的峰值幅度由输入峰值电压和差分放大器的输出信号共同决定。

乘法器的输出作为电流比较器同相输入端（+），于是电流比较器产生一个正弦信号，此信号用来作为PWM控制的参考信号。

事实上，当电流检测脚上的电压（即电感电流通过检测电阻的即时电压值）和电流比较器的同相输入端电压相等时，外部MOSFET结束导通。

由此产生的结果是，电感电流的峰值包裹在一个正弦波内。

可以证明每半个线性周期内导通时间都是相等（见升压电感）。

MOSFET关断后，升压电感释放储存在它身上的能量直到电流为零，此时升压电感完全释放储存在它身上的能量，此时漏极浮空，升压电感和MOSFET的漏极电容产生谐振。

漏极电压迅速的下降到低于当时的输入线电压，ZCD检测到信号并且驱动MOSFET导通，一个新的周期又开始。

MOSFET导通时，导通压降低有助于减少开关损耗和漏极等效电容产生的损耗（即开关损耗和导通损耗）。

电感电流和MOSFET导通时序图在图10中已画出。

同时也以几何图的形式画