正激式开关电源的设计讲解Word文档下载推荐.docx
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工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。
工作频率高时，开关变压器和输出
滤波器可小型化，过渡响应速度快。
但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。
这里基本工作频率fo选200kHz，则
11
T=一=3=5（is
f0200"
O3
式中，T为周期，f0为基本工作频率。
7.3.3最大导通时间的确定
对于正向激励开关电源，D选为40%〜45%较为适宜。
最大导通时间tONmax为
toNmax=TDmax（7-24）
Dmax是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件、输出二极管的耐压与输出保持时间、
变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。
此处，选Dmax=45%。
由式（7-24）,
则有
电压Vo更小。
图7-26“等积变形”示意图
根据式（7-25）,次级最低输出电压V2min为
V2min
VoVlVfT
toNmax
0.55=i4v
2.25
式中，Vf取0.5V（肖特基二极管），Vl取0.3V。
2•变压器匝比的计算
正激式开关电源中的开关变压器只起到传输能量|的作用，是真正意义上的变压器,绕组的匝比N为
V2
根据交流输入电压的变动范围160V〜235V，则Vi=200V〜350V,V|min=200V,
N=V|min=200~14.3
V2min14
把式（7-25）、（7-25）整合，则变压器的匝比N为
ViminDmax
N=
VoVlVf
7.3.5变压器次级输出电压的计算
变压器初级的匝数N!
与最大工作磁通密度Bm（高斯）之间的关系为
max
V|min
BmS
104
初、次级
（7-26）
所以有
（7-27）
（7-28）
式中，S为磁芯的有效截面积（mm2）,Bm为最大工作磁通密度。
输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见表2-3所示。
根据表2-3粗略计算变压器有关参数，磁
芯选EI-28,其有效截面积S约为85mm2,磁芯材料相当于TDK的H7C4,最大工作磁通密度Bm
可由图7-27查出。
根据式（7-28），得
N2=N=口=27/14.3=1.9匝，取整数2匝。
当N=N1/N2=27/2=13.5。
根据式（7-27），计算最大占空比Dmax为
200
Sax=2。
Wf+v»
N=（5.5+0.5+0.3）M3.5#42.5%
VImin
输出电压正常，开关电源的最大占空比
也就是说，选定变压器初、次级绕组分别为27和2匝，为了满足最低输入电压时还能保证
Dmax约为42.5%，开关管的最大导通时间tONmax约为
2.1ys下面有关参数的计算以校正后的Dmax（=42.5%）和toNmax（=2.1⑴。
同时，由式（7-26）计算的输出最低电压V2min约为14.8V。
7.3.6变压器次级输出电压的计算
1.计算扼流圈的电感量
流经输出扼流圈的电流IL如图7-28所示，则.'
Il为
式中，L为输出扼流圈的电感（
这里选.Il为输出电流I。
（=20A）的10%〜30%，从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应
等方面考虑，此值比较适宜。
因此，按Il为Io的20%进行计算。
Il=Io0.2=200.2=4A
由式（7-29），求得
A114.8-（0.5+5.5）
Ah=x21~4.6□H
4'
如此，采用电感量为4.6□H,流过平均电流为20A的扼流圈。
若把变压器次级的输出电压与电流波形合并在一起，如图7-29所示。
在tON期间，为幅
度14.8V的正脉冲，VD1导通期间扼流圈电流线性上升，电感励磁、磁通量增大；
在tOFF期间,
V2为幅度V；
/N的负脉冲（具体分析见下文），VD!
截止、VD2导通，扼流圈电流线性下降，电感消磁，磁通量减小。
输出给负载的平均电流|O为20A。
稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减
小量。
2•计算输出电容的电容量
输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。
输出纹波电压.Jr由.訂L以及输出
电容的等效串联电阻ESR①确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3%〜0.5%。
（7-30）
（0.3~0.5化（0.3~0.5/51525V-1r===15〜25mV
100100
又
（7-31）
己lr=AlL汇ESR
由式（7-31）,求得
△lr15~25
ESR=—L==3.75〜6.25mQ
△Il4
即工作频率为200kHz时，需要选用ESR值6.25mQ以下的电容。
适用于高频可查电容技术资料，例如，用8200卩F/10V的电容，其ESR值为31mQ，可选6个这样的电容并联。
另外，需要注意低温时ESR值变大。
流经电容的纹波电流Ic2rms为
A|.4
lC2rms==厂心1.16A（7-32）
2.32.3
因此，每一个电容的纹波电流约为0.2A，因为这里有6个电容并联。
此外，选用电容时还
要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的环路的增益等，它们可能使电容特性改变。
等效串联电阻”。
ESR的出现导致电容的
ESR,是EquivalentSeriesResistance三个单词的缩写，翻译过来就是
行为背离了原始的定义。
ESR是等效串联”电阻，意味着将两个电容串联会增大这个数值，而并联则会减少之
7.3.7恢复电路设计
1•计算恢复绕组的匝数
恢复电路如图7-30所示。
VTi导通期间变压器Ti的磁通量增大，Ti蓄积能量；
VTi截止期间释放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。
图7-30恢复电路（VT1截止时）
电路中Ti上绕有恢复绕组N3，因此VTi截止期间，原来蓄积在变压器中的能量通过VD4
反馈到输入侧（C|暂存）。
由于VTi截止期间，恢复绕组N3两端的自感电压限制为输入电压VI
的数值，惟其如此，VD4才能把存储在N3中的磁场能转化为电场能反馈到输入侧。
这时变压器
初级感应电压为
'
NMV]
Vi=N31（7-33）
式中，V,'
是Ni的感应电压，极性为上负下正；
V|是N3的自感电压，极性也是上负下正（等于电源电压）。
若主开关兀件的耐压为
800V，使用率为85%，即V|max-8000.85=680V。
Vi^680-350=330V
由式（7-33），求得
NV27350
N3_NiV|max=27350疋28.6匝，取整数29匝。
V330
2.计算RCD吸收电路的电阻与电容
VTi导通期间储存在Ti中的能量为
式中，Li为变压器初级的电感量。
（7-34）
VTi截止期间，初级感应电压使
VD3导通，磁场能转化为电场能，在R|上以热量形式消耗
掉。
R中消耗的热量为
因为Ei=E2，联立式（7-34）、（7-35），整理得
（7-36）
因为输入电压最高Vimax时开关管导通时间toNmin最短，把上式中的V换成Vimax，t°
N换成
toNmin，加在VTi上的最大峰值电压Vdsp为
由此，求得Ri为
（7-38）
叫®
s
350
又，当输入电压VImax时，toNmin为
toNmin=toNmax~=2.i
VImax
式（7-38）中，初级的电感量Li是未知数，下面求解。
Al-Value值由磁芯的产品目录提供。
EI（E）-28,H7C4的Ai-Value值为5950,则
（7-39）
2
Ai-Value=Li/Ni
由式（7-39）,求得J为
^=5950N；
10^=595027210-9~4.3mH
由式（7-38）,求得R为
式中，加在VT1上的最大峰值电压Vdsp取680V。
时间常数R1C1比周期T要大的多，一般取10倍左右，则
T5x10》
G=10—=103〜1773pF
R28.210
3.计算主绕组感应电压
当Vmax=350V，根据式（7-33），得
27350
V=一〜325V
29
阅读资料
对于正激式开关电源来说，主开关元件导通时变压器励磁，在tON即将结束时初级绕组的励
磁电流丨1为VitON/L-1。
开关断开时，变压器需要消磁，恢复二极管VD3和绕组N3就是为此而
N3中，开关断开
设，励磁能量通过它们反馈到输入侧。
若绕组N1中蓄积的能量全部转移到绕组
瞬间“安•匝相等”原理仍然成立，则绕组n3的励磁电流I3为
N1
N3
把tON/l1代入上式，得
N1Vi
N3L1
又，绕组N3的励磁电感与绕组N1的励磁电感的关系为
L3
Li
恢复二极管VD3变为导通状态，变压器以输入电压VI进行消磁。
为消除tON/L1的
励磁电流i1，必要的时间类似I讦ytON/l1，即
t=L3汉上
treL3Vi
把上式L3、I3分别用前两式代入上式，整理得
V,1
L1tONVi
为防止变压器磁饱和，必须在开关断开期间变压器完全消磁,
tre-toFF=1-DT
因此，正激变换器的电压变比限制为
7.3.8MOSFET的选用
1.MOSFET的电压峰值
根据式（7-38），计算VTi上的电压峰值Vdsp为
\
-——
2.MOSFET的电流及功耗
根据变压器安匝相等原理，MOSFET的漏极电流平均值|ds为
心叫唱=20嗨1.48A
VT1的电压和电流波形如图7-32所示，VT1的总功耗PQ1为
IminIds1t13Vds（sat）Ids1'
Ids2t?
'
VdspIds2±
3
（7-40）
根据电感电流的变化量为20%，确定Ids的前峰值Ids1和后峰值Ids2分别为
式中，Vjs（sat）是MOSFET导通电压，一般为在2V以下。
采用功率MOSFET计算功耗时应注意:
（1）PN结温度Tj越高，导通电阻Rds越大，Tj超过100C时，Rds一般为产品手册中给出值的1.5〜2倍。
（2）功率MOSFET功耗中，
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