开关电源电路设计汇总文档格式.docx

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工作频率高时，变压器和输出滤波器可小型化，过渡响应速度快。

但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。

另外，还要注意变压器绕组的匝数。

因此，这里基本工作频率选200kHz，则

=5μs

式中，为周期，为基本工作频率。

7.1.3最大导通时间的确定

对于正向激励开关电源，选为40%～45%较为适宜。

最大导通时间为

=（7-1）

是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件的、输出二极管的耐压与输出保持时间、变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。

此处，选=42%。

由式（7-1），则有

=5μs0.42=2.1μs

正向激励开关电源的主回路结构如图7-1所示。

图7-1正向激励开关电源的主回路结构

7.1.4变压器次级输出电压的计算

如图7-2所示，次级电压与电压++的关系可以这样理解：

脉冲电压与包围的矩形“等积变形”为整个周期的矩形，则矩形的“纵向的高”就是电压平均值++，即

（7-2）

式中，是包含输出扼流圈的次级绕组接线压降，是输出二极管的导通压降。

由此可见，图7-2所示A面积等于B面积，C是公共面积，因此，加在负载上的电压更小。

图7-2“等积变形”示意图

根据式（7-2），次级最低输出电压为

=（7-3）

若上式中，=0.2V，=0.5V（假设采用肖特基二极管），于是

≈14.8V

7.1.5变压器次级输出电压的计算

直流电压的最小值采用由输入回路计算的电压值。

此例中，根据交流输入电压的变动范围85V～132V，取整流系数1.17，则=100V～155V，=100V，则有

=6.76（7-4）

7.1.6变压器次级输出电压的计算

变压器初级绕组的匝数与最大工作磁通密度（高斯）之间的关系为

=（7-5）

式中，为磁芯的有效截面积（mm2）。

输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见表2-3所示。

根据表2-3粗略计算变压器有关参数，磁芯选EI-28。

它的有效截面积=85mm2，磁芯材料相当于TDK的H7C4，最大工作磁通密度可由图7-3查出。

图7-3H7C4材料磁芯的B-H特性

实际使用时，磁芯温度约为100℃，需要确保为线性范围，因此在3000高斯以下，但正向激励开关电源是单向励磁，设计时需要减小剩磁。

剩磁随磁芯温度以及工作频率而改变。

此处，工作频率为200kHz，则剩磁约减为1000高斯，即在为1000高斯～3000高斯之间。

变压器次级有与式（7-5）一样类似的表达式，故次级匝数为

=≈1.83匝（7-6）

取整数2匝。

则变压器初级匝数为

==26.76=13.5匝

取整数14匝。

当变压器绕组匝数=14匝，=2匝时，则匝比=7。

由式（7-4）计算变压器次级电压达不到要求，需要重新确定。

根据式（7-3），得

=≈2.09μs（7-7）

根据式（7-1），得

===41.8%

开始假定为42%，但重新计算结果为41.8%，因此在40%～45%所要求的范围内，以下采用41.8%，即=2.09μs进行计算。

7.1.7变压器次级输出电压的计算

1．计算扼流圈的电感量

流经输出扼流圈的电流如图7-4所示，则为

=（7-8）

式中，为输出扼流圈的电感（μH）。

图7-4扼流圈中的电流波形

这里选为输出电流（=20A）的10%～30%，从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应等方面考虑，此值比较适宜。

因此，按为的20%进行计算。

=0.2=200.2=4A

由式（7-8），求得

=≈4.6μH

如此，采用电感量为4.6μH，流过平均电流为20A的扼流圈。

若把变压器次级绕组的输出电压与电流波形合并在一起，如图7-5所示。

在期间，为幅度14.8V的正脉冲，VD1导通，扼流圈电流线性上升，电感励磁，磁通量增大；

在期间，为零，VD2导通，扼流圈电流线性下降，电感消磁，磁通量减小。

输出给负载的平均电流为20A。

稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减小量。

图7-5次级输出电压与电流波形

2．计算输出电容的电容量

输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。

输出纹波电压由以及输出电容的等效串联电阻ESR确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3%～0.5%。

===15～25mV（7-9）

又

=ESR（7-10）

由式（7-10），求得

ESR===3.75～6.25mΩ

即工作频率为200kHz时，需要选用ESR值6.25mΩ以下的电容。

适用于高频可查电容技术资料，例如，用8200μF/10V的电容，其ESR值为31mΩ，可选6个这样的电容并联。

另外，需要注意低温时ESR值变大。

流经电容的纹波电流为

==≈1.16A（7-11）

因此，每一个电容的纹波电流约为0.2A，因为这里有6个电容并联。

此外，选用电容时还要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的环路的增益等，它们可能使电容特性改变。

7.1.8恢复电路设计

1．计算恢复绕组的匝数

恢复电路如图7-6所示。

VT1导通期间变压器T1的磁通增大，T1蓄积能量；

VT1截止期间释放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。

图7-6恢复电路（VT1截止时）

图7-6（a）的电路中T1上绕有恢复绕组，因此VT1截止期间，原来蓄积在变压器中的能量通过VD4反馈到输入侧（暂存）。

由于VT1截止期间恢复用绕组两端的自感电压限制为输入电压的数值，惟其如此，VD4才能导通把磁场能转化为电场能反馈到输入侧。

因此，这时变压器初级绕组感应电压为

=（7-12）

的极性为上负下正。

若主开关元件的耐压为500V，使用率为80%，即400V。

400-155=245V

由式（7-12），求得

=≈8.9匝

取整数9匝。

2．计算RCD恢复电路的电阻与电容

VT1导通期间储存在T1中的能量为

=（7-13）

式中，为初级绕组的电感量。

VT1截止期间，变压器初级感应电压使VD3导通，磁场能转化为电场能，在上以热量形式消耗掉。

中消耗的热量为

=（7-14）

式中，为初级感应电压。

因为=，联立式（7-13）、（7-14），整理得

=（7-15）

因为输入电压最高时，开关管导通时间最短，把上式中的换成，换成，那么，加在VT1上的电压峰值为

=+=（7-16）

由此，求得阻值为

=（7-17）

当输入电压时，为

==2.09≈1.35μs

式（7-17）中有初级绕组的电感量是未知数，下面求解。

Al-Value值由磁芯的产品目录提供。

EI-28，H7C4的A1-Value值为5950，则

A1-Value=（7-18）

由式（7-18），求得为

=5950=5950≈1.16mH

因此，由式（7-17），求得为

=≈16kΩ

时间常数比周期要大的多，一般取10倍左右，则

=10=10≈3.13F

3．计算主绕组感应电压

把=155，=1.35μs代入式（7-15），得

=≈245V

7.1.9MOSFET的选用

1．MOSFET的电压峰值

根据式（7-17），计算VT1上的电压峰值为

=155≈400V

实际上，MOSFET的漏-源极之间的还叠加有几十伏的浪涌电压，波形如图7-7所示。

图7-7加在主开关元件上的电压波形图7-8主开关元件上的电压与电流波形

1．MOSFET的电流及功耗

根据变压器安匝相等原理，MOSFET的漏极电流平均值为

==20≈2.86A

则

=0.9=2.860.9≈2.57A=1.1=2.861.1≈3.14A

、分别是开关管导通前沿与导通后沿峰值电流。

VT1的电压和电流波形如图7-8所示，VT1的总功耗为

=

（7-19）

式中，是MOSFET导通电压，一般为在2V以下。

采用功率MOSFET计算功耗时应注意：

（1）PN结温度越高，导通电阻越大，超过100℃时，一般为产品手册中给出值的1.5～2倍。

（2）功率MOSFET功耗中，由于占的比例比较高，必要时加宽进行计算。

即在时，采用条件，或者时，采用条件进行计算。

另外，在期间，由于功率MOSFET的漏极电流极小，其功耗可忽略不计。

因为=2.09μs，采用MOSFET产品手册中给出的上升时间，采用下降时间。

取=0.05μs，=0.12μs，则

=2.09-0.05-0.12=1.92μs

由式（7-19），求得为

=≈7.3W

结温控制在120℃，环境温度最高为50℃时，需要的散热器的热阻为

==≈8.59℃/W

（7-20）

由此，需要8.59℃/W的散热器，这时，由冷却方式是采用自然风冷还是风扇强迫风冷来决定散热器的大小。

散热器大小与温升一例如图7-9所示。

图7-9功耗与温升的关系

7.1.10恢复二极管的选用

恢复二极管选用高压快速二极管，特别注意反向恢复时间要短。

1．VD3的反向耐压

在期间VD3反偏，正极相当于接地，加在VD3上的反向电压等于电源电压。

当输入电压最大时，VD3反偏电压=155V。

2．VD4的反向耐压

在期间VD4反偏，加在VD4上的反向电压为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加，当输入电压最高时，VD4反偏电压为

==155≈254.6V（7-21）

7.1.11输出二极管的选用

输出二极管选用低压大电流SBD，特别注意反向恢复时间要短。

这是因为MOSFET通断时，由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性，功耗增大的缘故。

1．整流二极管的反向耐压

在期间，由于输出滤波电感反激，续流二极管VD2导通，主绕组感应电压=245V；

次级电压加在整流二极管VD1的两端，因此，VD1的反向电压为

==245=35V（7-22）

实际上，开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在这电压上。

2．续流二极管的反向耐压

在期间VD1导通，加在续流二极管VD2上的反向电压与变压器次级绕组电压的最大值相同，即

==155≈22.1V（7-23）

实际上，开关管导通时有几V浪涌电压叠加在这电压上。

加在VD1、VD2导通上的电压波形如图7-10所示。

（a）整流二极管VD1两端的电压波形（b）续流二极管VD1两端的电压波形

图7-10输出二极管电压波形

整流二极管VD1的功耗为

=（7-24）

续流二极管VD2的功耗为

=（7-25）

式中，为反向电流，为反向恢复时间，均采用产品手册上给出的数值。

有功耗时，输出二极管的电压和电流波形如图7-11所示。

图7-11负载时输出二极管电压波形

3．恢复二极管的反向耐压

当开关管导通时，恢复二极管VD3截止，加在其两端的反向电压为

==155≈288V（7-26）

该电压是输出最高电源电压与恢复绕组感应电压之和。

7.1.12吸收电路参数的设计

为降低主开关元件与输出二极管两端产生的浪涌电压，需要设置浪涌电压吸收电路。

如果吸收电路中电容量大，则浪涌电压就小，但功耗也大。

因此，需要选用最佳电容和电阻。

另外，阻容电路接入时要尽量靠近主开关元件与输出二