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1、工作频率高时，变压器和输出滤波器可小型化，过渡响应速度快。但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。另外，还要注意变压器绕组的匝数。因此，这里基本工作频率选200kHz，则=5s式中，为周期，为基本工作频率。7.1.3 最大导通时间的确定对于正向激励开关电源，选为40%45%较为适宜。最大导通时间为= （7-1）是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件的、输出二极管的耐压与输出保持时间、变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。此处，选=42%。由式（7-1），则有=5s0.42=2.1s正向激励开关

2、电源的主回路结构如图7-1所示。图7-1 正向激励开关电源的主回路结构7.1.4 变压器次级输出电压的计算如图7-2所示，次级电压与电压+的关系可以这样理解：脉冲电压与包围的矩形“等积变形”为整个周期的矩形，则矩形的“纵向的高”就是电压平均值+，即 （7-2）式中，是包含输出扼流圈的次级绕组接线压降，是输出二极管的导通压降。由此可见，图7-2所示A面积等于B面积，C是公共面积，因此，加在负载上的电压更小。图7-2 “等积变形”示意图根据式（7-2），次级最低输出电压为= （7-3）若上式中， =0.2V， =0.5V（假设采用肖特基二极管），于是14.8V7.1.5 变压器次级输出电压的计算直

3、流电压的最小值采用由输入回路计算的电压值。此例中，根据交流输入电压的变动范围85V132V，取整流系数1.17，则=100V155V， =100V，则有=6.76 （7-4）7.1.6 变压器次级输出电压的计算变压器初级绕组的匝数与最大工作磁通密度（高斯）之间的关系为= （7-5）式中，为磁芯的有效截面积（mm2）。输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见表2-3所示。根据表2-3粗略计算变压器有关参数，磁芯选EI-28。它的有效截面积=85mm2，磁芯材料相当于TDK的H7C4，最大工作磁通密度可由图7-3查出。图7-3 H7C4 材料磁芯的B-H特性实际使用时，磁芯温度约为100，需要确保为线性范

4、围，因此在3000高斯以下，但正向激励开关电源是单向励磁，设计时需要减小剩磁。剩磁随磁芯温度以及工作频率而改变。此处，工作频率为200kHz，则剩磁约减为1000高斯，即在为1000高斯3000高斯之间。变压器次级有与式（7-5）一样类似的表达式，故次级匝数为=1.83匝 （7-6）取整数2匝。则变压器初级匝数为=26.76=13.5匝取整数14匝。当变压器绕组匝数=14匝， =2匝时，则匝比=7。由式（7-4）计算变压器次级电压达不到要求，需要重新确定。根据式（7-3），得=2.09s （7-7）根据式（7-1），得=41.8%开始假定为42%，但重新计算结果为41.8%，因此在40%45%

5、所要求的范围内，以下采用41.8%，即=2.09s进行计算。7.1.7 变压器次级输出电压的计算1计算扼流圈的电感量流经输出扼流圈的电流如图7-4所示，则为= （7-8）式中，为输出扼流圈的电感（H）。图7-4 扼流圈中的电流波形这里选为输出电流（=20A）的10%30%，从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应等方面考虑，此值比较适宜。因此，按为的20%进行计算。=0.2=200.2=4A由式（7-8），求得=4.6H如此，采用电感量为4.6H，流过平均电流为20A的扼流圈。若把变压器次级绕组的输出电压与电流波形合并在一起，如图7-5所示。在期间，为幅度14.8V的正脉冲，VD1导通，扼流圈电流线

6、性上升，电感励磁，磁通量增大；在期间，为零，VD2导通，扼流圈电流线性下降，电感消磁，磁通量减小。输出给负载的平均电流为20A。稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减小量。图7-5 次级输出电压与电流波形2计算输出电容的电容量输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。输出纹波电压由以及输出电容的等效串联电阻ESR确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3%0.5%。=1525mV （7-9）又=ESR （7-10）由式（7-10），求得ESR=3.756.25m即工作频率为200kHz时，需要选用ESR值6.25m以下的电容。适用于高频可查电容技术资料，例如，用8200F/10V的电容，其ESR

7、值为31m，可选6个这样的电容并联。另外，需要注意低温时ESR值变大。流经电容的纹波电流为=1.16A （7-11）因此，每一个电容的纹波电流约为0.2A，因为这里有6个电容并联。此外，选用电容时还要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的环路的增益等，它们可能使电容特性改变。7.1.8 恢复电路设计1计算恢复绕组的匝数恢复电路如图7-6所示。VT1导通期间变压器T1的磁通增大，T1蓄积能量；VT1截止期间释放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。图7-6 恢复电路（VT1截止时）图7-6（a）的电路中T1上绕有恢复绕组，因此VT1截止期间，原来蓄积在变压器中的

8、能量通过VD4反馈到输入侧（暂存）。由于VT1截止期间恢复用绕组两端的自感电压限制为输入电压的数值，惟其如此，VD4才能导通把磁场能转化为电场能反馈到输入侧。因此，这时变压器初级绕组感应电压为= （7-12）的极性为上负下正。若主开关元件的耐压为500V，使用率为80%，即400V。400-155=245V由式（7-12），求得=8.9匝取整数9匝。2计算RCD恢复电路的电阻与电容VT1导通期间储存在T1中的能量为= （7-13）式中，为初级绕组的电感量。VT1截止期间，变压器初级感应电压使VD3导通，磁场能转化为电场能，在上以热量形式消耗掉。中消耗的热量为= （7-14）式中，为初级感应电压

9、。因为=，联立式（7-13）、（7-14），整理得= （7-15）因为输入电压最高时，开关管导通时间最短，把上式中的换成，换成，那么，加在VT1上的电压峰值为=+= （7-16）由此，求得阻值为= （7-17）当输入电压时，为=2.091.35s式（7-17）中有初级绕组的电感量是未知数，下面求解。Al-Value值由磁芯的产品目录提供。EI-28，H7C4的A1-Value值为5950，则A1-Value= （7-18）由式（7-18），求得为=5950=59501.16mH因此，由式（7-17），求得为=16k时间常数比周期要大的多，一般取10倍左右，则=10=103.13F3计算主绕组感

10、应电压把=155， =1.35s代入式（7-15），得=245V7.1.9 MOSFET的选用1MOSFET的电压峰值根据式（7-17），计算VT1上的电压峰值为=155400V实际上，MOSFET的漏-源极之间的还叠加有几十伏的浪涌电压，波形如图7-7所示。 图7-7 加在主开关元件上的电压波形 图7-8 主开关元件上的电压与电流波形1MOSFET的电流及功耗根据变压器安匝相等原理，MOSFET的漏极电流平均值为=202.86A则=0.9=2.860.92.57A =1.1=2.861.13.14A、分别是开关管导通前沿与导通后沿峰值电流。VT1的电压和电流波形如图7-8所示，VT1的总功耗

11、为=（7-19）式中，是MOSFET导通电压，一般为在2V以下。采用功率MOSFET计算功耗时应注意：（1）PN结温度越高，导通电阻越大，超过100时，一般为产品手册中给出值的1.52倍。（2）功率MOSFET功耗中，由于占的比例比较高，必要时加宽进行计算。即在时，采用条件，或者时，采用条件进行计算。另外，在期间，由于功率MOSFET的漏极电流极小，其功耗可忽略不计。因为=2.09s，采用MOSFET产品手册中给出的上升时间，采用下降时间。取=0.05s， =0.12s，则=2.09-0.05-0.12=1.92s由式（7-19），求得为=7.3W结温控制在120，环境温度最高为50时，需要的

12、散热器的热阻为=8.59/W（7-20）由此，需要8.59/W的散热器，这时，由冷却方式是采用自然风冷还是风扇强迫风冷来决定散热器的大小。散热器大小与温升一例如图7-9所示。图7-9 功耗与温升的关系7.1.10 恢复二极管的选用恢复二极管选用高压快速二极管，特别注意反向恢复时间要短。1VD3的反向耐压在期间VD3反偏，正极相当于接地，加在VD3上的反向电压等于电源电压。当输入电压最大时，VD3反偏电压=155V。2VD4的反向耐压在期间VD4反偏，加在VD4上的反向电压为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加，当输入电压最高时，VD4反偏电压为=155254.6V （7-21）7.1.11 输出二

13、极管的选用输出二极管选用低压大电流SBD，特别注意反向恢复时间要短。这是因为MOSFET通断时，由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性，功耗增大的缘故。1整流二极管的反向耐压在期间，由于输出滤波电感反激，续流二极管VD2导通，主绕组感应电压=245V；次级电压加在整流二极管VD1的两端，因此，VD1的反向电压为=245=35V （7-22）实际上，开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在这电压上。2续流二极管的反向耐压在期间VD1导通，加在续流二极管VD2上的反向电压与变压器次级绕组电压的最大值相同，即=15522.1V （7-23）实际上，开关管导通时有几V浪涌电压叠加在这电压上。加在VD1、V

14、D2导通上的电压波形如图7-10所示。（a）整流二极管VD1两端的电压波形 （b）续流二极管VD1两端的电压波形图7-10 输出二极管电压波形整流二极管VD1的功耗为= （7-24）续流二极管VD2的功耗为= （7-25）式中，为反向电流，为反向恢复时间，均采用产品手册上给出的数值。有功耗时，输出二极管的电压和电流波形如图7-11所示。图7-11 负载时输出二极管电压波形3恢复二极管的反向耐压当开关管导通时，恢复二极管VD3截止，加在其两端的反向电压为=155288V （7-26）该电压是输出最高电源电压与恢复绕组感应电压之和。7.1.12 吸收电路参数的设计为降低主开关元件与输出二极管两端产生的浪涌电压，需要设置浪涌电压吸收电路。如果吸收电路中电容量大，则浪涌电压就小，但功耗也大。因此，需要选用最佳电容和电阻。另外，阻容电路接入时要尽量靠近主开关元件与输出二