TD问题及解答.docx

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TD问题及解答

1、1个码道8.8Kbps是如何计算的？

答：

1280000*704/6400/16

1.28是码片速率，6400是一个子帧（5ms）的码片数，704是一个时隙中数据的码片数（352*2），16是指码道数。

TD-SCDMA无线帧中一个5ms的突发含有两个数据块儿共704个码片，对于不同的扩频因子t对应不同的符号数是704/t。

一个SF16（基本RU）符号数是704/16＝44，在QPSK的调制方式下一个符号代表2bit，在8PSK方式下一个符号是3bit，所以SF16的码道速率为44*2/5ms＝17.6kbit/s（QPSK）或44*3/5ms=26.4kbit/s（8PSK）；同样一个SF1的码道速率为281.6kbit/s或422.4kit/s

基本码道的速率为17.6kbps,但是这并不表示用户业务速率，因为用户实际的业务数据在调制前，需要经过加ＣＲＣ码、交织、1/2（或1/3）卷积编码/Ｔｕｒｂｏ编码、信道速率匹配等步骤，因此用户数据应远小于４４ｂｉｔ

根据3GPP协议标准，对于下行12.2K语音业务，在一个TTI（20ms）内，经过CRC校验、添加尾比特、卷积编码、速率匹配、子帧分割之后，每子帧的size为164bits，下行扩频码均采用SF＝16的OVSF码，因此midamble码前后的数据块最多只能容纳22个chips，加上QPSK调制，数据块内只能容纳44个符号，所以要传输164bits的数据，必须要占用两个码道资源才够。

就是说一帧为３２８bits，用户速率为３２.８kbit/s,而SF16的码道速率为44*2/5ms＝17.6kbit/s（QPSK），17.6kbit/sＸ２＝３５．２＞３２.８kbit/s．故需要俩码道．

2、td的智能天线波束从实际来讲能同时赋形几个？

理论上讲应该有无数个，但实际TD中目前能有几个波束赋形？

答：

大家都知道，目前已经产业化的智能天线主要是8天线阵元的天线，于是很多人会关注智能天线是否由于阵元的限制只能支持8个用户，或者说只能赋8个波束，实际上这种想法是不正确的。

理论上，智能天线所生成的赋形波束数量，是没有什么限制的。

但是从目前的TD时隙结构来进行一个分析，一个子帧上的单个时隙内最大支持的用户数是16个（SF=16时，最大16个码道，单码道速率8.8kbit），那么智能天线同一时刻只需要生成16个波束即可。

如果不考虑同时接入，智能天线+DCA算法，完全可以允许一个波束内覆盖多个非同一时隙的用户，系统实际的容量并不取决于智能天线的阵元或者所赋形的个数，而是受限于基站的容量配置。

通常智能天线的下行赋形算法有如下两种：

一种是GOB（GridOfBeam）算法（又称波束扫描法）：

是基于参数模型（利用信道的空域参数）的算法，使基站实现下行指向性发射。

利用上行信道信息，选择DOA估计算法，估计出用户的到达角度。

利用上下行信道对称的特点，确定赋形角度。

另一种是EBB（EigenvalueBasedBeamforming）算法（即特征向量法）：

通过对空间相关矩阵进行特征值的分解来得到权矢量。

实现方法就是找到第K个用户的权矢量

使得r最大

目前TD-SCDMA的波束赋形算法根据用户与基站多天线之间的信道估计，自适应的产生赋形权系数进行下行赋形，因此并没有波束数量的限制。

多用户的下行数据经过赋形之后叠加再进行发射，每个用户都有自己的赋形权系数。

应该是16个吧。

按你的文章，即使采用EBB（最大信干噪比）方法，上行出来的权值也决定于Rxx的个数，这个决定于信道的实际个数。

实际上EBB方法出来的权值跟用户数和单个用户的相关多径数都有关系，当总用户数大于天线个数时（过载，而且天线一般可以是8），权值已

经难以为其他用户形成零陷了，这时下行赋形意义不大了，同样，当用户相关多径数很多时候，权值会形成很宽的方向图，这时下行赋形的指

向性也很不明显，达不到空分的目的。

所以，从实际应用和理论分析来说都不可能是无限的。

业界现有8天线和6天线两种，甚至有想要推出4天线的。

总的来说是一种折中，天线越多，波束赋形越精确，相当于可以赋更多形，但算法更复杂，对硬件要求更高。

反之运算更简便，成本更低，但赋形效果就差。

实际上军事上就有据说多达数千上万的天线的雷达，如宙斯盾相控阵雷达。

当然，在民用中由于TD系统每时隙最多8个用户（语音），6天线也就够了。

况且，天线越多，尺寸越大！

8天线已经号称风帆了!

难道真的搞成神盾哪？

！

哈哈

3、关于TD的室内分布，宏蜂窝做信源的话？

原来的宏蜂窝是接智能天线的，室内分布是不可能接智能天线的，只能做普通的吸顶天线。

哪可不可以把智能天线的8条馈线分布在8个区域，做分区覆盖哪？

？

有高手给指点一下哈。

答：

最好是把不同的PASS用在不同的楼层,这样可以充分利用基站的功率.；td的8个馈线口均可以覆盖室内不同的区域，充分利用基站的功率。

这样做会损失智能天线带来的好处，但对于室内覆盖影响不会很大。

原因：

由于8个天馈口公用1路基带信号，只是在TRB出分成8路，为了实现智能天线赋形等。

TD的室内分布不能也不必要用智能天线

4、关于TD多载波相关问题的讨论？

答：

TD-SCDMA多载波系统性能研究

作者：

秦飞来源：

大唐移动通信设备有限公司更新时间：

2006-6-29

【导读】TD-SCDMA系统采用了智能天线和联合检测技术，通常情况下，系统是码道受限的，具有很高的频谱效率。

但是，由于TD-SCDMA系统上下行时分占用1.6MHz带宽，仅为WCDMA系统上下行带宽10MHz的1/6，所以，尽管TD-SCDMA系统频谱利用率较高，但TD-SCDMA系统单载波容量有限。

TD-SCDMA多载波系统解决了这个问题，大大提高了TD-SCDMA单基站的容量和接纳能力。

   一、TD-SCDMA多载波系统概述

   TD-SCDMA系统采用了智能天线和联合检测技术，通常情况下，系统是码道受限的，具有很高的频谱效率。

但是，由于TD-SCDMA系统上下行时分占用1.6MHz带宽，仅为WCDMA系统上下行带宽10MHz的1/6，所以，尽管TD-SCDMA系统频谱利用率较高，但TD-SCDMA系统单载波容量有限。

TD-SCDMA多载波系统解决了这个问题，大大提高了TD-SCDMA单基站的容量和接纳能力。

    TD-SCDMA多载波方案的主要思想是：

在一个小区提供多个连续的载波，每个小区以其中一个载波为主载波，系统在主载波上提供BCH，UpPCH，DwPCH以及其他公共信道，用于系统信息广播和终端接入，而在其他载波（下称辅载波）上，只提供业务信道。

终端通过主载波接入后，接纳控制模块根据各个载波资源情况，统一分配的资源。

终端接纳进入主载波或者辅载波进行业务数据收发，辅载波上的终端需要周期性的调频到主载波接收广播信息和进行相关测量。

图1所示为3载波系统的帧结构：

    二、TD-SCDMA多载波系统优点

    1．通过合理的规划，降低导频和广播信道干扰，提高系统稳定性

多载波系统可以灵活配置各个小区的主载波频点，由于辅载波PCCPCH，UpPCH，DwPCH信道对应时隙为空，通过合理的主载波频率复用方案，可以降低以上3个信道的干扰，从而提高业务接入成功率和系统稳定性。

以3载波系统为例，采用下面图1所示的频率复用系数为3的主载波频率配置方案，不难看出，任何小区的相邻小区主载波频点都不同。

    2．提高系统频谱效率

以12.2Kbps话音业务为例，由于TD-SCDMA系统采用了智能天线和联合检测，有效抑制了用户间干扰，系统是码道受限的。

    一个3载波的TD-SCDMA系统，上下行各3个时隙，每个时隙16个RU（资源单元），1路话音业务占用2个RU，除去RACH信道占用2个RU，系统能够提供的最大信道数为（16*3*3-2）/2=71。

此时，一个小区最大的频谱效率为：

71*12.2Kbps/5MHz=173.24Kbps/MHz/Cell

根据Erlang-B公式，当呼损率为2%时，一个小区能够提供的系统容量为60.1Erl，对于12.2Kbps业务，系统吞吐量为60.1*（1-2%）*12.2Kbps=718.56Kbps/Cell，系统频谱效率为：

143.711Kbps/MHz/Cell。

同样的方法，可以计算出对于单载波（1.6MHz）、3载波（5MHz）、6载波（10MHz）、9载波（15MHz）以及15载波（25MHz）时的频谱效率如下表1所示：

（*以上比较没有考虑小区间资源共享调度的效应，本文其它部分做了同样处理）

下面图3为频谱效率随着载波数变化曲线：

   从图和表可以看出，随着载波数的增加，系统频谱效率明显提高。

如：

6载波系统的频谱效率为单载波系统效率的1.32倍。

   3．增加单基站容量，减少站址

采用多载波系统，由于频谱效率提高，单基站吞吐量提高倍数甚至超过载波数。

所以，能够减少站址，降低网络建设和维护成本。

举例说明：

    1个40万用户的城市，假设如果全都为12.2Kbps话音业务，用户均匀分布，平均每用户忙时话务量为0.02Erl。

下面计算不考虑覆盖受限，计算覆盖话音业务所需3载波3扇区基站数目：

    1）该城市总的话务量为400000*0.02=8000Erl；

    2）按照上面计算，2%阻塞率下，每个3载波扇区提供的话务容量为60.1，一个3载波3扇区的基站提供的话务量为180.3；

    3）可以计算得到该城市所需的3载波3扇区基站数目为45。

同样的方法，可以计算出对于单载波（1.6MHz），6载波（10MHz），9载波（15MHz）以及15载波（25MHz）3扇区结构基站数目如下表2所示：

   表2多载波系统基站数目比较

   从表可见，采用多载波系统，能够成倍减少站址数，大大降低网络建设和维护成本。

例如：

6载3扇基站数目仅为单载3扇基站数目的1/8（低于1/6）。

    三、TD-SCDMA多载波系统仿真结果

    1．仿真内容概述

上面理论分析了只有话音业务时，多载波和单载波系统爱尔兰容量和吞吐量的差异。

3G网络能够支持话音、流媒体、WWW、EMAIL等各种业务，混合业务下，很难建立简单的排队模型来分析，下面通过动态系统仿真，给出在混合业务模型下，单载波和3载波系统性能比较。

    2．仿真假设

    1） 网络结构

    全向单载波，全向3载波，2种网络结构，网络采用WrapAround模型，用户在19小区范围内均匀随机分布。

小区半径：

1000米。

    2）传播模型

    阴影衰落：

相关对数正态分布，=8.0，相关距离d=40米。

    UE—NodeB传播模型：

    cost231_hata模型的市区环境路径损耗模型

    基站高度Hb：

 30米

    UE高度Hm：

 1.5米

    3）基站天线模型

    单天线增益8dBi。

    智能天线增益：

9（8天线）＋5－7（赋形增益）

    4）业务模型

    各种业务比例和配置如下表

   5）呼叫强度

分为3个等级，调整呼叫强度，使呼叫阻塞率在0.5%、2%、10%左右，分别对应系统轻负荷、平均负荷、重负荷时的情况。

    6）射频指标

    基站每根天线最大发射功率：

25dBm

    基站每码道发射最大功率：

13dBm

    基站每用户功率控制范围：

30dB

    UE最大发射功率：

21dBm（语音用户），27dBm（流用户），24dBm（交互类、背景类用户）,27dBm（信令）

    UE最小发射功率：

-49dbm

    上行系统噪声：

-106dBm

    下行系统噪声：

-104dBm

    3仿真结果

    如图4所示，为3载波系统和单载波系统在达到不同阻塞率指标时，单小区支持的业务呼叫到达频率（业务模型和比例如表3）。

   从图可以看出，在系统阻塞率为2％时，单载波系统每小区支持的混合业务呼叫到达率为0.36次/秒，而3载波系统每个小区支持的呼叫到达率为1.434次/秒，约为单载波系统的4倍，频谱效率为单载波的1.3278倍。

如图5所示，为3载波系统和单载波系统在达到不同呼叫阻塞率指标时，系统全网掉话率。

   从图可以看出，在各种呼叫阻塞率时，单载波系统与3载波系统的全网掉话率基本相同。

在2％呼叫阻塞率时，系统掉话率都低于0.2％。

如图6所示，为3载波系统和单载波系统在达到不同呼叫阻塞率指标时，系统平均每小区每载波的码道资源利用数。

   从图可以看出，在呼叫阻塞率为2％时，单载波系统每小区每载波码道资源利用数为25.3BRU（BRU为基本资源单元，相当于1个SF＝16的码资源），而3载波系统每小区每载波码道资源利用数为33.9BRU，频谱效率为单载波的1.3399倍。

综上，在混合业务下，3载波系统相对单载波带来的频谱效率提高为约1.33倍；纯12.2Kbps话音时约1.23倍，在混合业务下，多载波系统带来的频谱效率提高更加明显。

四、结论

1．TD-SCDMA系统由于单频点带宽窄，适合采用多载波系统组网方案。

2．采用多载波系统方案，有利于降低公共信道干扰，提供系统稳定性

3．采用多载波系统方案，频谱效率进一步提高。

4．采用多载波系统方案，单基站容量大大提高，从而成倍减少基站数量，从而降低了网络建设与维护的难度和成本。

综上，在进行网络建设时，多载波TD-SCDMA系统具有明显的优势。

特别是在业务密集地区，推荐使用更多的载波数。

想请问一下，关于上文提到的站形配置方案中1载3扇3载3扇6载3扇9载3扇15载3扇都是什么样的图形啊，请哪位大人给解释一下?

答：

X载：

载频数、频点数

X扇：

扇区数、小区数

通用的基站都是120度的三个扇区构成，所以有多少个频点看怎么分到扇区中，就是常说的频率规划。

一个主载频算一个小区，三个主载频算三个小区，所有广播信息都在主载频中，辅载频中只有业务信道

当然也可以三个载频不分主辅，每个载频都算成一个逻辑小区，这样的话增加了切换和干扰，所以推荐多载频配置成主辅方式

5、TD的一个时隙能容纳多少用户啊，怎么计算？

答：

按RU计算比较清楚。

1个RU即为1个SF=16的码道所占用的资源。

一个时隙总资源为16个RU。

对AMR12.2K语音业务，一般占用2个RU（如调整速率匹配因子等参数，也可以调为3个RU），因此即可容纳8个AMR12.2K业务的用户。

同理，对PS64K业务（一般占用8个RU），一个时隙可容纳2个用户。

注意，若该时隙上存在公共信道，计算时需扣除公共信道所占用的RU。

按RU计算比较清楚。

1个RU即为1个SF=16的码道所占用的资源。

一个时隙总资源为16个RU。

对AMR12.2K语音业务，一般占用2个RU（如调整速率匹配因子等参数，也可以调为3个RU），因此即可容纳8个AMR12.2K业务的用户。

同理，对PS64K业务（一般占用8个RU），一个时隙可容纳2个用户。

注意，若该时隙上存在公共信道，计算时需扣除公共信道所占用的RU。

一般来说，以上下行时隙比例为3：

3计算（不考虑公共信道），每个时隙包括16个RU（SF=16的码道），对12.2kAMR语音业务，需要占用两个RU，这样每时隙可支持8个语音用户，3个时隙可支持24个用户，这是单载波可支持的用户数，多载波是，直接采用载波数乘以24即可，比如5M带宽，可以分配3个载波，则支持的用户数为72。

对于数据业务，占用的RU不同，但可参考语音用户的方法计算。

6、TD覆盖距离，有关大唐的专利？

在几个场合看到大唐有个新的专利，可以不牺牲时隙的情况下，能够扩大覆盖距离到30KM，并且在青岛实验网中成功应用了，不知道那位大侠能解释下？

“大唐移动技术人员通过认真研究，大家找到了一种更简单的解决TD-SCDMA系统广覆盖的方法，基本思想是在不牺牲业务时隙的情况下，通过多次尝试发送上行导频信号,且每次发送提前量按一定步长步进，直到基站可以检测到上行导频信号为止从而实现TD-SCDMA广覆盖。

”

我的疑问：

UE提前发送上行导频信号的前提，也是要接收到NB发送的下行导频信号吧？

如果是这样就无法增加覆盖了？

难道UE可以在没有接收到下行导频信号的时候，就主动发送上行导频信号？

如果是这样，UE发送的时候就收不到NB的TS0和下行导频了？

答：

在上下行同步码字间有96chip的保护带，对应的距离变化是L=[V*（96）/1.28]km=22.5km,其中V光速，算上来回的话TD小区覆盖是11.25km.

我觉的大唐的做法是：

因为在160chipUpPTS前还有32chip的GP，所以总的连续GP数是96＋32＝128chips，对应的距离变化是L==[V*（128）/1.28]km=30km,然后他们用一种方法实现单向，所以覆盖是30km

一种方法实现单向是可以实现的，比如说用TD-SCDMA射频信号发生器只发上行或者只发下行信号，呵呵，我实习的公司就做这个的，前一段还拿到保定试用去了。

你说的射频信号发生器是不是用来做模拟测试用的？

难道它发射的信号能被解调吗？

期待你的再次解答。

射频信号发生器工作时候是不是就是单工状态，即UE只有发送上行射频信号，NB只有发送下行射频信号。

实际DwPTS导频和UpPTS之间共有三个GP保护间隔，如果都用上，共有96+32+32=160chips的时延，算出来距离也只有18.75KM（没考虑invincible所说的单向技术）

因为大唐专利中提到是不牺牲业务时隙，并没有说到不修改协议（不修改协议，所有GP用上也到不了30KM），所以我估计大唐对DwPTS和UpPTS的结构会有调整，缩小码片数，从而保证UE在和NB之间可以完成多次的导频信号确认。

TD-SCDMA射频信号发生器在本质上是一台发信机，在支持TD-SCDMA的频率范围内发送连续波或者TD-SCDMA上行、下行或者上下行频谱信号。

通过测定发射天线周围若干个事先选定的点的信号，从而对选择的基站位置能否达到覆盖要求做出判断。

我觉得可能会是只Uppts右移16chips，DwPTS左移16chips，这样增加了32chips，如果这样的话，7个业务时隙，上下行导频后面就都是16个chips的保护时隙的拖尾保护

这些都是我的猜测，呵呵，一家之言，欢迎大家继续讨论

我只听说过有UpPTSshifting，没有听说过DwPTSshifting啊,目前应该不是采用你说的这种办法来实现的。

而且UpPTSshifting这种策略是为了抵抗干扰，好像也不是为了增加小区覆盖面积而设计的啊。

我只听说过有UpPTSshifting，没有听说过DwPTSshifting啊,目前应该不是采用你说的这种办法来实现的。

而且UpPTSshifting这种策略是为了抵抗干扰，好像也不是为了增加小区覆盖面积而设计的啊。

A基站发送下行信号经过时延可能会落入B小区的上行时隙内，对B小区造成上行干扰。

通常情况下，由于距离远，干扰信号达到B小区时衰减已经很大，基本不会有明显的影响，但是在某些天气情况下，如雷雨天气，或者某些小区分布在特别平坦开阔的地带，这种干扰还是会存在的并造成比较大的影响。

在TD的系统中，这种干扰大多数情况下表现为DwPTS对UpPTS的干扰。

所以为了避免这种干扰，采取了UpPTSshifting的技术，也就是把SYNC-UL向前或向后搬移，甚至可以放导业务实习发送。

这种技术带来的另一个好处就是可以通过SYNC-UL的向后搬移，增大了DwPTS和UpPTS之间的GP，等同于放大了基站的覆盖半径。

以上是我肤浅的一点理解，希望大家补充

太巧了，今天上午开会，导师给我们讲了UpPCHshifting方案，，这个方案由大唐和鼎桥共同提出，其基本原理就是UppCH后移，以16个chips为单位，最多可以后移127×16＝2032个chips，对应的是7bit的信令（127），对FPACH的32个bit信令中uppch开始位置占11个比特，现在改为13个bit，即8191个1/8的chip。

当然，如果这样的话UpPCH已经到了TS3时隙了，但是此时还没有建立数据链路，所以不会影响以后的数据连接，对应的RRC层，Iub层信令必须包含UpPCHshifting信令。

这样基站最大的覆盖半径理论上可达120km

以下是引用yj_jiang在2006-10-2413:

31:

22的发言：

你的这种办法最终达到了增加覆盖半径，可是也占用了业务时隙，降低了系统容量。

不能彻底解释楼主的疑问。

鼓励继续参与。

在发送SYNC-UL时，SYNC-UL的发送位置的延迟量是由系统消息指定的，由于只是建立上行同步，还没有建立起专用物理信道，所以谈不上占用业务时隙吧。

但是疑问

SYNC-UL发送位置不固定会对别的UE上行信号有干扰么？

上行影响是有的，但是总比下行信道对上行的影响小啊

大唐和鼎桥的这个方案已经成为标准的正式修订了

有一个完整的ppt，可惜在导师那，没考来，另外，凯明提了一个方案，是midable码的K（用户数），由于

现在的K＝（2，4，6，8，10，12，16）太多，增加了实现的复杂度。

而用的8最多，所以提议修改成只支持8，不过这个被否了，

但是新的标准可能是默认是8，支持4，只有这两种K

UpPCH Shifting的原理。

下面的Up-PTS在协议中已经改名为UpPCH，Up-UPS只表示在时隙中的位置。

Up-PTS的位置改为不固定，利用8比特表示，表示范围为（0，127），步长为1代表的位置为16chip。

具体的位置由干扰的情况确定，当干扰变化的时候，Up-PTS的位置可以自适应的调整。

特别注意到：

为了尽量减少对系统资源的占用，Up-PTS的位置应该尽量靠近TS0。

RNC根据NodeB的测量报告，通过NBAP中CommonTransportReconfigurationRequest，通知NodeB进行Up-PTS位置调整；通过系统信息广播SIB3/4中MappingFunctionParameter；空口信令的UplinkTimingAdvanceControl中增加UpPCHpositioninfo通知UE

系统中下行导频信号每5ms都是在广播发送的，对于一般终端来讲，每5ms都进行下行导频的接收，所以如果距离太远，就会由于2△t的时延超过GP（11.25KM）造成对上行导频信号的干扰而影响接入。

可以采用的方式是，通过对终端的改动，在终端已经接收到基站DwPTS信息后，在本来应该进行DwPTS接收的时间段上不进行DwPTS的接收，而是进行UpPTS的提前发送，而基站的DwPTS爱发就发吧，我终端不管。

这个提前量就可以很长了，而且终端可以按一定步长尝试多次发送上行导频，直到基站能够正常接收到。

这样可以大大增加覆盖距离。

这与UPshifting不是一回事，UPshifting的相关内容前面有人讲得很清楚了，主要是为了避免远端基站的干扰。

上面划线部分，当基站成功检测到UE上行导频信号后，在哪通知UE呢，进而UE不再尝试发信号了？

"UE以一个固定的发送时间提前量来发送SYNC-UL。

基站在搜索窗口内检测SYNC-UL序列，可以估计出SYNC-UL接收功率和到达时刻。

然后，基站通过FPACH向UE发送反馈信息，给出UE下次发射的功率以及时间调整值，以便建立上行同步。

正常情况下基站将在接收到SYNC-UL后的4个子帧内对UE作出应答。

如果UE在4个子帧内没有收到来自基站的应答，则认为同步请求发送失败。

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