双闭环调速系统ASR和ACR.docx

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双闭环调速系统ASR和ACR

课程设计说明书

学院：

机电工程学院

专业：

电气工程及其自动化

课程名称：

电力拖动自动控制系统

设计题目：

双闭环调速系统ASR和ACR

结构及参数设计

姓名：

学号：

指导教师：

成绩：

双闭环调速系统ASR和ACR结构及参数设计（5）

一．设计目的：

掌握用工程设计方法设计双闭环调速系统的转速调节器和电流调节器，加深对双闭环直流调速系统理解。

二．设计内容：

有一个转速、电流双闭环直流调速系统，采用三相桥式全控整流装置供电，已知电动机数据如下：

550kW，750V，780A，375r/min，Ce=1.92V·min/r，允许电流过载倍数1.5，主回路总电阻R=0.1Ω，Ks=75，TL=0.03s,Tm=0.084s,电流反馈滤波时间常数Toi=0.002s,转速反馈滤波时间常数Ton=0.02s,ASR最大最大给定值和输出限幅值为12V,ACR最大输出限幅值为12V。

设计要求：

稳态无静差，动态指标：

电流超调量σi≤5%，电机空载起动到额定转速时的转速超调量σn≤10%，ASR按典型Ⅱ型系统设计，并取ＫＴ＝０.５。

三．时间安排：

6.3—6.4查阅相关资料；

6.4—6.6按要求设计相关内容，完成设计文本

6.7考核答辩

四．参考书目：

1.《电力拖动自动控制系统》（第3版）陈伯时主编机械工业出版社

2.《电力电子技术》（第4版）王兆安黄俊主编机械工业出版社

3.《自动控制理论》刘丁主编机械工业出版社

4.《电机及拖动基础》（第3版）顾绳谷主编机械工业出版社

绪论

在单闭环直流调速系统中，电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只能在超过临界电流值Idcr以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形。

而采用转速负反馈和PI调节器的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。

但是，如果对系统的动态性能要求较高，例如：

要求快速起制动，突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足需要。

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。

二者之间实行嵌套（或称串级）联接如下图所示。

图中，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。

从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。

这就形成了转速、电流双闭环调速系统。

ASR—转速调节器ACR—电流调节器TG—测速发电机TA—电流互感器UPE—电力电子变换器

一调节器的工程设计方法的基本思路

应用工程设计方法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器。

按照设计多环控制系统先内环后外环的一般原则，从内环开始，逐步向外扩展。

在双闭环系统中，应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速系统中的一个环节，再设计转速调节器。

双闭环调速系统的实际动态结构图绘于图1-2，它与前述的图1-1不同之处在于增加了滤波环节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定信号的滤波环节。

T0i—电流反馈滤波时间常数T0n—转速反馈滤波时间常数

二电流调节器的设计

2.1电流环结构图的简化

1）忽略反电动势的动态影响

在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即E≈0。

这时，电流环如下图所示。

2.2电流调节器结构的选择

从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图2-23c可以看出，采用I型系统就够了。

从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。

1）电流调节器选择

图2-1c表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型I型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成

（2-2）

为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择

（2-3）

则电流环的动态结构图便成为图2-24a所示的典型形式，其中

校正后电流环的结构和特性

a）动态结构图:

图2--2校正成典型Ⅰ型系统电流环动态结构框图

b）开环对数幅频特性:

图2-3校正成典型Ⅰ型系统电流环开环对数幅频特性

2.3电流调节器的参数计算

表2-1典型I型系统跟随性能指标和频域指标与参数的关系

由式2-2可以看出，电流调节器的参数是和，其中已选定，待定的只有比例系数，可根据所需的动态性能指标选取。

设计要求电流超调量，由表2-1，KT=可选，，且已知=，因此电流环开环增益：

双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时。

各变量之间的关系：

已知两个调节器的输入和输出最大值都是，额定转速，额定电流，过载倍数，则

转速反馈系数：

电流反馈系数：

由式（2-3）和（2-4），且已知，，，则

电流调节器的比例系数：

2.4校验

1）检查对电源电压的抗扰性能：

，参照表2-2的典型Ⅰ型系统动态抗扰性能都是可以接受的。

表2-2典型Ⅰ型系统动态抗扰性能指标与参数的关系

电流截止频率：

2）晶闸管整流装置传递函数的近似条件

满足近似条件。

3）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件，已知

满足近似条件。

4）电流环小时间常数近似处理条件

满足近似条件。

2.5计算调节器电阻和电容

含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器原理图如图2-4，图中为电流给定电压，为电流反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压。

根据运算放大器的电路原理，且已知,可以容易地导出：

，取20

，取

，取

图2-4含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器

按照上述参数：

，，，电流环可以达到的动态跟随性能指标为（见表2-1），满足以上要求。

三．转速调节器的设计

3.1电流环的等效闭环传递函数

电流环经化简后可视作转速环中的一个环节，为此需要求出它的闭环传递函数，由图2-2可知：

（3-1）

忽略高此项，可降阶近似为：

（3-2）

接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为，因此电流环在转速环中应等效为：

（3-3）

这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。

这表明，电流的闭环控制改造了控制对象，加快了电流的跟随作用。

3.2转速环结构的化简和转速调节器结构的选择

用电流环的等效环节代替图1-1中的电流环后，整个转速控制系统的动态结构框图如图3-1所示。

图3-1用等效环节代替电流环

和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成，再把时间常数和的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中，则转速环结构框图可化简成图3-2。

图3-2等效成单位负反馈和小惯性的近似处理

为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器中。

现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型Ⅱ系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。

至于其阶跃响应超调量较大，那么线性系统的计算数据，实际系统中转速调节器的饱和非线性性质会使超调量大大降低。

由此可见也应该采用PI调节器，其传递函数为：

（3-4）

式中--------转速调节器的比例系数--------转速调节器的超前时间常数

这样，调速系统的开环传递函数为：

令转速环开环增益为：

（3-5）

则（3-6）

图3-3校正后成为典型Ⅱ系统

在典型Ⅱ系统的开环传递函数中，时间常数是控制对象固定的，待定的参数有和。

为了分析方便，引入一个新的变量，令

（3-7）

图3-4典型Ⅱ系统的开环对数幅频特性和中频宽

3.3转速调节器的参数的计算

已知KT=，，则

电流环等效时间常数：

已知，则

小时间常数近似处理的时间常数为：

按跟随和抗扰性能都较好的原则，取，则

的超前时间常数为：

由式可知

转速环开环增益为：

由式可知

的比例系数为：

3.4校验

由式可知

转速环的截止频率为：

1）电流环传递函数化简条件

满足简化要求。

2）转速环小时间常数近似处理条件

满足近似条件。

3.5计算调节器电阻和电容

根据图3-5，已知，则

，取

，取

图3-5含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器

3.6校核转速超调量

表3-1典型Ⅱ系统阶跃输入跟随性能指标（按准则确定参数关系）

3

4

5

6

7

8

9

10

52.6%

43.6%

37.6%

33.2%

29.8%

27.2%

25.0%

23.3%

2.40

2.65

2.85

3.0

3.1

3.2

3.3

3.35

12.15

11.65

9.55

10.45

11.30

12.25

13.25

14.20

3

2

2

1

1

1

1

1

当时，由表3-1，，不能满足设计要求。

实际上，由于表3-1是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，饱和，不符合线性系统的前提，应该按退饱和的情况重新计算超调量。

四．转速调节器退饱和时转速超调量的计算

计算退饱和超调量时，起动过程可按分段线性化的方法来处理。

当饱和时，相当于转速环开环，电流环输入恒定电压，如果忽略电流环短暂的跟随过程，其输出量也基本上是恒定值，因而电动机基本上按恒加速度起动，其加速度为

（4-1）

这个加速过程一直延续到时刻时为止。

取式（4-1）的积分，得

（4-2）

考虑到和，，则

（4-3）

退饱和后，转速环恢复到线性范围内运行，系统的结构框图见图3-1。

描述系统的微分方程和前面分析线性系统的跟随性能时相同，只是初始条件不同了。

分析线性系统跟随性时，初始条件为

，

讨论退饱和超调时，饱和阶段的终了状态就是退饱和阶段的初始状态，只是把时间坐标零点从移到时刻即可。

因此，退饱和的初始条件是

，

由于初始条件发生了变化，尽管两种情况的动态结构框图和微分方程完全一样，过渡过程还是不同的。

因此，退饱和超调量并不等于典型Ⅱ系统跟随性能指标中的超调量。

当选用PI调节器时，图3-1所示的调速系统结构框图可以绘成图4-1。

由于感兴趣

的是在稳态转速以上的超调部分，即只考虑，可以把初始条件转化为，。

由于图4-2的给定信号为零，可以不画，而把的反馈作用反馈到主通道第一个环节的输出量上，得到图4-3。

为了保持图4-3和图4-2各量间的加减关系不变，图4-3中的和的+、-号相应的变化。

图4-1调速系统的等效动态结构框图以转速为输出量

图4-2调速系统的等效动态结构框图以转速超调值为输出量

图4-3调速系统的等效动态结构框图图4-2的等效变化

可以把退饱和超调看作是在的负载下以稳定运行，在时刻负载由减小到，转速产生一个动态速升与恢复的过程。

可利用表4-1给出的典型Ⅱ系统抗扰性能指标来计