基于三相电压型PWM整流器的电机控制系统精.docx

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基于三相电压型PWM整流器的电机控制系统精

2010年12月第10卷第6期廊坊师范学院学报（自然科学版）

JournalofLangfangTeachersCollege（NaturnalScienceEdition）Dec.2010Vol.10No.6

基于三相电压型PWM整流器的电机控制系统

刘永兴

（宁德职业技术学院,福建福安355000）

󰀂摘󰀁要󰀁与传统的交流异步电机整流控制方式相比,采用三相电压型PWM整流器进行前级AC󰀁DC转换具备低谐波、高功率因素运行以及输出电压稳定的特点。

文章主要通过对PWM整流器基本原理的介绍,分析了PWM整流器在改善电机功率因素中的原理。

考虑到PWM整流的效果,从低频和高频的角度阐述了PWM整流器的控制原理,并对PWM整流器的电机控制策略进行了介绍。

󰀂关键词󰀁整流器;电机控制;低频控制;高频控制

Three󰀁PhaseVoltage󰀁TypePWMRectifierBased

ontheMotorControlSystem

LIUYong󰀁xing

󰀂Abstract󰀁ComparedwithtraditionalACinductionmotorcontrolmoderectifier,comparedwiththree󰀁phasePWMrec󰀁tifiervoltagelevelbeforetheAC󰀁DCconverterwithlowharmonic,highpowerfactoroperationandoutputvoltagecharac󰀁teristics,thispaperthroughthePWMrectifierintroductiontothebasicprinciplesofanalysisofthePWMrectifierinthemotorpowerfactorimprovementinthetheory.TakingintoaccounttheeffectofPWMrectifier,thearticlefromtheper󰀁spectiveoflowfrequencyandhighfrequencyPWMrectifierdescribedcontrolprincipleandcontrolstrategyofPWMrecti󰀁fierofthemotorwasintroduced.

󰀂Keywords󰀁rectifier;motorcontrol;frequencycontrol;frequencycontrol

!

中图分类号∀TP202󰀁󰀁󰀁󰀁!

文献标识码∀A󰀁󰀁󰀁󰀁!

文章编号∀1674-3229（2010）06-0060-04

󰀁󰀁一般认为,电力系统中的谐波污染主要来自于整流装置,因而消除系统谐波污染和提高系统功率因素一直是电力电子研究的重要内容。

传统的交流异步电机整流控制方式在进行AC󰀁DC转换的同时,也为系统输入了严重的电流谐波,从而对系统的功率因素造成了不良影响。

为了在获得稳定输出电压的同时,避免谐波造成的不良影响,并提高系统的功率因素,本文推荐使用三相电压型PWM整流器替代传统方式进行前级AC󰀁DC转换。

采取该方法的主要优势表现在输出稳定电压,实现单位功率因数运行等等。

角波载波存在很高的相关性,但是Ls的作用使得该谐波电流仅能在输入电流is中产生微小脉动。

如果忽略这一微小脉动,当正弦调制信号与电压频率相

同时,is的频率将与电源频率保持一致。

is的幅值与相位则取决于UAB的基波分量与Uac的向量差。

通过对UAB幅值和相位的控制,能够实现对is和Uac

相位差的控制。

1󰀁PWM整流器的工作原理

图1为单相整流电路的基本电路图,PWM的作

用主要表现在对图中功率管T1~T4按照正弦调制波与三角波相比较的方法进行控制,从而在桥的交流输入端产生通过PWM调制后的电压波形,即UAB。

这里的输入电压UAB包含与正弦调制信号同频同幅的基波分量和高次谐波,其中高次谐波与三

[收稿日期]󰀁2010-10-17

[作者简介]󰀁刘永兴（1953-）,男,宁德职业技术学院实验师,研究方向:

电机教学与研究。

在图2中,我们给出了四种情况下的向量图,其

中󰀂Uac为交流电源的电压向量,󰀂UL为电感电压向

第10卷#第6期刘永兴:

基于三相电压型PWM整流器的电机控制系统2010年12月

量,Is代表交流电流is的向量,UAB则代表UAB基波分量的向量。

在图2（a）中,电流工作在整流状态,Is与Uac相位相同,UAB滞后于Uac的相角为;图2（b）中Is与Uac返相,UAB超前Uac的相角为;图2（c）中Is超前Uac于90度,UAB滞后于Uac的相角为。

在上述的三种情况中,a图和b图的电路分别工作在整流状态和逆变专题,功率因素均为1;c图所代表的电路将向交流电压输送无功功率,其功能类似于无功功率发生器。

而在图2（d）中,通过控制UAB的幅值与相位,可以实现Is与Uac间任意相差角。

通过对上述例图的分析,不难发现,通过对PWM整流器交流侧电压的控制,实现对网侧电流的控制,从而在上

述四象限不同的运行状态间切换。

根据三相电压特性,分别设定电网三相电压与整流器输入电流基波如式

（1）和式

（2）所示。

usa=Umcos（!

t）usb=Umcos!

t-usc=Umcos!

t+ia=Imcos（!

t-!

）ib=Imcos!

t-!

-ic=Imcos!

t-!

+

33

（2）

33

（1）

式（3）为整流器的控制电压:

uca=mcos（!

t-∀）

2PWM整流器模型

2.1PWM整流器的低频数学模型

在对PWM整流器进行数学分析模型分析时,如果忽略掉开关频率相关的高频谐波,而仅关注于基波分析的方法就是PWM整流器的低频数学模型分析。

通过对整流器的低频数学模型分析,能够得

到整流器在稳态运行时的向量关系。

在进行控制系统的设计时,需要更多地考虑到低频模型的分析。

但由于低频模型中并未考虑开关过程中的高频分量,因而在进行系统仿真时存在精确度不高的问题。

图3给出了三相PWM整流器交流侧的等效电路图,其中Us、Ur分别表示电网和整流器的输入电压,Uo则表示经整流后输出的直流电压,i为输入电流,N与G分别代表电网和滤波电容的中点。

由于忽略了高次谐波,Ur在这里被认为是工频正弦波,当外界电网的输入电压与整流器的控制电压三相对称,则此时位于电路图两端的电网中点N与电容中点G电压相等,

从而使得两个三相电路保持独立。

ucb=mcos!

t-∀-ucc=mcos!

t-∀+

33

（3）

在式（3）中,m表示整流器的调制比,0

如果不计整流桥的调整时滞,则整流器输入电压与控制电压间存在如下关系:

urk=

uu,（k=a,b,c）20ck

（4）

其中,u0代表了整流器的输出电压。

而整流器的瞬时输入功率公式如式（5）所示。

综合式

（1）-式（5）,不难得到整流器的输入功率如式（6）所示。

pim=uraia+urbib+urcicpim=2uomImcos（∀-!

）而整流器输出功率的瞬时值则为:

pout=uoio

（7）

若忽略整流器中电感等效电阻作用,并假定系统整流系统为无损的,那么根据输入输出平衡原则,整流器的输入与输出功率应该相等,即式（6）与式

（5）（6）

2010年12月廊坊师范学院学报（自然科学版）第10卷#第6期

（7）相等,由此得到式（8）。

io=

mLmcos（∀-!

）2

（8）

件,并能够真实的反映出整流器的高频运行原理,具有较高的精确度。

根据上述推到结果,若系统三相输入电压与电流对称时,由整流器所输出的直流电流维持不变,输出回路中电容器中将无低频电流通过。

而三相PWM整流器与单相PWM整流器间的主要区别即在于前者输入的瞬时功率为恒定值,而后者的输入功率分量重含有低频分量。

因而,单相PWM整流器的输出滤波电容需要同时考虑高频和低频波的滤除,而三相PWM整流器则仅需要考虑对高次谐波进行过滤处理,其容量可以做到更小。

整流器的输出侧直流方程可由式（9）来表示:

duouo

io=c+

dtR由式（8）和式（9）不难得到:

duouoc+=mImcos（∀-!

）

dtR2

（10）（9）

图4给出了三相电压型PWM整流器的基本电路图,其中N、G分别代表外部电网和电容的重点,且

u0

有C1=C2,uc1=uc2=。

对于三相开关,其动作遵

2循下述原则:

Sa=0时A相上桥臂通,Sa=1时A相下桥臂通;Sb=0时B相上桥臂通,Sb=1时B相下桥臂通;Sc=0时C相上桥臂通,Sc=1时C相下桥臂通。

系统整流器的输入电压如式（13）所示。

u0

uDG=（2Sa-1）

2

uEG=uFG

-Rs

00

0-Rs

00-Rs

iaibic

u0

（2Sb-1）2u0=（2Sc-1）

2

（13）

对三相PWM整流器来讲,其输出电流为恒定的直流,则式（10）可化为:

uo=mRImcos（∀-!

）

2

（11）

根据上式以及图3所示的整流器等效电路图,可以得到PWM交流侧低频方程如式（12）所示:

Ls

diadt

dibLs

dt=dicLsdtuo

-2

100

010

00根据基尔霍夫定理,对各相有:

dia

ua-Rsia-Lsdt=uDG+uGNub-Rsib-Ls

dib

=uEG+uGNdt

（14）

ucaucb+ucc

10

0000

001

uaubuc

（12）

dic

uc-Rsic-Lsdt=uFG+uGN

综合上述式（13）、（14）,由三相电压的电流对称不难求得电容中点处电压为:

uGN=-（Sa+Sb+Sc）+u0+（ua+ub+uc）

323

（15）

再由电压对称条件,上式可进一步简化为:

uGN=-（Sa+Sb+Sc）+u（16）320继续使用基尔霍夫定理,由上式可得:

du0u0

iasa+ibsb+icsc=cdt+R数学模型为:

（17）

由上式不难看出,对三相整流器来讲,其输入电流主要受到调制电压的影响。

无论使用何种控制方式,最终都需要通过对控制电压的控制来调整输入电流。

通过对控制电压幅值与相位的调整,整流器的输入电流可以实现在任意象限运行。

2.2基于开关函数定义的高频数学模型

上文所介绍的整流控制低频模型属于状态空间的平均模型,

它主要适用于系统的分析与设计工作,并不能反映出整流器的高频工作机理。

本节将在开关函数的基础上,重点介绍整流器的高频数学模型。

相对于低频数学模型,高频模型中基本没有假设条由上述式（14）-（17）可得PWM整流器的基本

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Ls

Ls

diadt

Urcos∀+I（Rscos!

+!

Lssin!

）=U-Ursin∀-I（Rssin!

+!

Lscos!

）=0

（20）

dib

dtdicLs

dtLs

-Rs0=

-Rs

sa

sb

sc

du0dt

0-Rs

-sa+

1

（Sa+Sb+Sc）3

iaibicu0

1

-sb+（

Sa+Sb+Sc）

3-sc+

1

（Sa+Sb+Sc）3-1R

对于给定的外部电网幅值,通过式（19）和（20）,总可以求出一组∀和Ur,通过对Ur幅值及相位的控制实现对整流器输入电流幅值及相位的间接控制。

而系统中负载发生变化时,如b图中所示,当整流器控制其输入电压的相位与幅值沿图中虚线轨迹运动时,能够使得图中的输入功率因素角!

不变。

（2）直接电流控制

直接电流控制与间接控制的主要区别在于前者将电流反馈控制方式引入了电流控制系统中,它代表了未来开关控制器技术发展的主要方向。

实际上通过PWM进行蒸馏的实质是通过对输入电流的控制来获取理想的稳态和动态电流。

近年来,直接电流控制的方式由于其快速响应和鲁棒性而广受好评。

较为常用的控制方式包括电流滞缓调节器和空间矢量PWM控制器,考虑到滞环控制的开关频率的不稳定性,因而该方式主要应用于小功率环境。

电压空间的矢量PWM控制方式具有较高的直流电压利用率,在相同的交流波形畸变率情况下,空间矢量控制方式能够有效降低开关频率,从而减少了系统的开关损耗。

综上,本文主要通过对PWM整流器基本原理的介绍,分析了PWM整流器在改善电机功率因素中的原理。

考虑到PWM整流的效果,文章给出了两种控制策略的数学模型,从低频和高频的角度阐述了PWM整流器的控制原理,并对PWM整流器的电机控制策略进行了介绍。

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36-39.

[5]曾江.有源滤波器定频滞环电流控制新方法[J].电网技

术,2000,24（6）:

1-8.

1+

00

010

01

uaub

（18）

uc

00由上式不难看出,PWM整流器各相输入电流同时由三个开关来控制,从而组成了一个相互耦合的多阶非线性时变系统。

这就是高频数学模型与低频数学模型间的主要区别,根据低频模型的结论,PWM整流器可以等效为一个线性解耦合系统。

3PWM整流器的控制策略整流器的参数设计

实际上,通过控制变换器中输入电流的控制能够实现对变换器中能量流动的控制,从而控制其输出电压。

因而,本文将整流器的控制策略分为间接电流控制和直接电流控制两类。

（1）间接电流控制

间接电流控制通过对整流器交流侧电压的控制实现对输入电流的控制,其控制的关键在于交流电压的幅值和相位,因而又称作幅值相位控制。

PWM整流器的间接控制原理图如图5所示,图5a中位于整流器输入电感两侧的输入电压分别为电网电压以及PWM的输入电压,PWM整流器的控制过程正是通过对其输入电压及基波幅值及相位的控制来实现的。

图5b中的U、I和Ur分别代表电网电压、整理器输入电流以及电压,根据图中的描述,存在以下

矢量关系:

LsU=Ur+IRs+j!

在两个坐标轴上有:

（19）