关于A3电源的问与答.docx
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关于A3电源的问与答
关于A3电源的问与答
索杨军
2002年6月8日
自《家电维修》2002年2期5页发表笔者写的《深入剖析A3电源》一文以来，得知热心读者提出许多问题和不同看法，有很好的代表性。
承蒙《家电维修》厚爱与广大读者支持，不胜感激，在此一一解答并探讨，不正之处请斧正。
1.如果把电源进电调低至100V左右，断开所有真负载，B1接100W灯泡作假负载，再断开分流管C3807，就可以使电源比较安全地工作在自由振荡状态，然后通过实验就会发现A3电源的定时元件。
实验表明，把R524阻值减小（增大），自由振荡的频率会明显降低（升高），因此R524是名正言顺的定时电阻。
这里的“定时”绝无充放电时间常数的概念。
答：
首先需要了解定时电路的作用。
开关电源要稳压，关键在于控制饱和期，即必须确保开关管适时关断，仅仅依靠误差放大电路不行，它只能提供直流控制信号，还必须提供交流触发信号，这就是定时电路的作用。
该触发作用一般要通过脉冲调制管激励开关管实现，也可直接激励开关管。
定时电路与误差放大有什么关系呢？
定时电路为主，误差放大为次，不需要稳压的，只保留定时电路，以确保电源有序振荡；需要稳压的，则缺一不可，误差放大要始终监控定时电路“触发”的灵敏度，从而实现了“可调触发”。
能否断开分流管C3807去寻找定时元件？
分流管的正名就是上述的“脉冲调制管”，它是定时电路与误差放大实现“可调触发”的最终执行者，名副其实。
当然不能断开，否则就会南辕北辙，犯方向错误，必然找不到真正的定时元件。
如何去正确寻找定时元件呢？
必须保留脉冲调制，断开误差放大，假如有锁频脉冲也得一并断开，再接上适当的假负载。
具体还有两个细节可供选择：
①限制输入电流法，可在电源进线上串联约100W灯泡。
②加强负反馈法，可在R526上并联等值电阻。
然后微调某元件参数，如果输出电压改变，则振荡频率必然也会跟着改变，表明该元件具有定时作用。
究竟谁是A3电源最重要的定时元件？
C515当之无愧，其充电延时决定了脉冲调制管何时导通，从而结束了饱和期。
它有三路充电电流，分别是R526、VD519和V511，作用各有特点，各有偏重，以设计非常成熟的厦华21寸机为例：
①R526充电电流最大，正常约为6mA，偏重于过流保护，尤其对开机软启动有利，刚开机时，因输出电压尚未建立，V511电流空缺，R526可解燃眉之急，如果R526开路，开机启动必会“吱”响；②VD519充电电流稍小，正常约为5mA，偏重于过激励保护，注意一些机型因R523阻值太大，甚至达10KΩ，其电流小于1mA，形同虚设，名存实亡，而该厦华机为1.5KΩ，极为恰当；③V511充电电流瞬间可达100mA，而平均却只有1~2mA，是最小的，如果假设其仅在饱和期导通，折合后的电流略小于5mA，跟VD519相当，这一路电流起调整作用，一随输出电压升高而增大，二随输入电压异常升高而减小。
R524是定时元件吗？
严格讲不是。
不错，R524的确影响着正向激励电流iB，而iB越大，可升至的极限电流βiB越大，饱和期的理论极限时间就长，周期当然长。
但事实上设计时通常选iB=2I最大/β，式中I最大为集电极的电流峰值，可见iB超出了一倍的余量，这就使R524的定时作用不能发挥，变成“隐性”的。
如果胆敢断开C3807，使真正的定时电路闲置，只让开关管以及变压器等做最原始、最简单的自由振荡，则R524的定时作用就会变成“显性”的。
因为断开C3807的实验是虚拟的，不现实，所以意义不大。
假如某电源的R524还具有“显性”的定时作用，则表明设计不当，属于“欠激励”故障，重载时必然导致输出下降，应立即改进才对。
定时电路绝无充放电时间常数的概念吗？
不一定。
“电容式”的定时电路当然有，A3电源就属于此类，而“电阻式”的定时电路通过检测开关管的电流来实现，不需要。
2.为了扩展适用电网电压的下限，宁可增加几匝正反馈绕组，也绝不能减小R524阻值，这是对两个等效的方法舍简就繁，等于自找麻烦，在思路上自相矛盾。
再说，增加正反馈绕组之后，VD519和R526两路负反馈增强，所以输出功率反而可能降低。
其次，欠激励与过激励总是对立的，只能在一定电网电压范围内“统一”，难以更大范围的“扩展”，除非设计一个恒流电路取代R524。
答：
这个问题很好，容易迷惑人，在写原文之前笔者就早已考虑过。
首先必须从整体上去把握原文的改进意图，不许断章取义。
如果单单只是为了扩展下限，当然是优先采用第一项改进，原文将其叙述为四个措施，其中就包括了“针对不同开关管的激励要求可略微减小R524阻值”这一手段。
进行第一项改进后，原文阐述：
“下限当然会扩展，若仍嫌不够，要继续延伸，可采用下述方法”，即第二项改进。
“增加几匝正反馈绕组”与“减小R524阻值”两个方法等效吗？
不等效。
①假如等效，设计时完全可取消VD519支路，这样还能减少几匝正反馈绕组，或增大R524阻值，岂不更好；②之所以不等效，是因为VD519的伏安特性非线性，小的“步进”电压增长可导致越来越大的电流增长，原文叙述为：
“应当辩证思维。
当电网电压正常时，保留的VD519可抵消或削弱上述几匝绕组的效果；当电网电压过低时，VD519因电流略有减小其作用必然会减弱甚至消失，而增加的几匝绕组就可大显身手了”；③若将VD519开路或换作线性电阻，则两者完全等效；④可以不停地增加正反馈绕组（VD519最终会保护导致输出电压大跌），但不能不停地减小R524阻值（开关管最终因过激励而烧坏），二者决不等同。
增加正反馈绕组之后，VD519和R526两路负反馈增强，所以输出功率反而可能降低，这是否可能？
完全可能，但不应在常压输入时出现，否则应减少增加量，这不言而喻。
稍微过压输入时如果出现类似误动作，也不用怕，原文预备有相应对策：
“适当提高VD519的稳压值以推迟其提前误保护”。
欠激励与过激励总是对立的，只能在一定电网电压范围内“统一”，难以更大范围的“扩展”，对吗？
当然对，但与原文也不矛盾。
仔细阅读原文，不难得出，第二项“继续延伸”是在第一项改进（其中含减小R524）的基础上进行的，这就必须以牺牲上限作为代价，因为没有“草率省略”的VD519总会因正反馈电压升高而提前起控保护。
不做这样的牺牲，就难以保证“高电网电压不过激励”。
设计一个恒流电路取代R524，可较好地解决欠激励与过激励这对矛盾吗？
是的，只是改进电路会更加复杂一些，但也并非十全十美。
实践中经常发现：
当输入电压急剧降低，或300V滤波电容突然开路，甚至在电源插座时通时断的情况下，恒流驱动更容易烧毁开关管，究其原因，也出于自身，真所谓物极必反。
此时普通激励早已随输入电压一起降低，有点“提前自保”的效果，实践中较少发现欠激励的危害，而恒流驱动当输出电压不变时，激励就不变，于是只能通过大大延长饱和期来对付输入电压的骤降，开关管更容易过流，原因是输入电压骤降后必然要大增输入电流，否则输出就会下降。
3.增大功率余量的根本途径是使用大的开关变压器和开关管。
单靠减小R524得不偿失，但在负反馈电路上做文章也应慎重，把C515增加一倍多，减弱负反馈而牺牲稳压和保护性能的方法值得斟酌。
答：
功率余量过小需要增加，应“因地制宜，对症下药”，不存在所谓根本途径。
对于重载时变压器磁心轻度饱和而产生高热的，唯一出路是重新设计，更换大变压器；对于欠激励的，最佳选择当然是减小R524，并非得不偿失；而对于以上都正常的，除了增大C515，还能有什么怪招？
总不能因维护所谓负反馈和保护性能竟牺牲负载能力，这是在“丢帅保车”。
C515的容量增大多少为宜呢？
当然是“量体裁衣”了，只要能保证V511的电流跟VD519的电流相当即可。
原文说可由15nF加至33nF，并非一定要加至这么多，即使加至33nF，也没有什么不得了。
经实际测量上述厦华机，由15nF加至33nF后，V511的电流刚好增加一倍，平均电流升至2~3mA，同样假设其仅在饱和期导通，折合后的电流略小于9mA，V511依然可以胜任，并没有失控的危险。
C515容量加倍后，似乎其充电量也应加倍，即增加量应该为“VD519、R526、V511三者原先的充电电流之和”，为何仅仅是V511增加了一倍，而VD519和R526却保持不变？
这是因为，容量固然加倍了，但在其放电（含反向充电）过程中，电压的减少量却增加不到一倍，即放电量增加不到一倍，而充电量必等于放电量，当然也增加不到一倍。
4.VD514击穿后一般造成输出电压轻微下降，但在乐华25英寸机却下降约1/2，2002年2期13页介绍的“引起锯齿状光栅”，是输出下降的特殊表现。
VD514击穿后还造成不定期屡烧开关管，从输出下降这一事实来看，“过激励”之说也可疑，正确答案有待探讨。
答：
这个问题最好，非常疑难，一时无法说清。
通过思考，VD514击穿后有下列特征：
①机型不同表现各异，不能一概而论，因此只有考查“故障机型”才有实际意义，没有考查“故障机型”就没有发言权；②即使是同一机型也随负载轻重变化，这一点可以从后面的实例中有所觉察，是否也随输入高低变化还有待考证；③从不定期屡烧的事实来判断，损坏条件必定处于“临界状态”，一是时隐时现，难以捕捉，二是变化细微，不易检测，此时主电压仍然正常，仅靠万用表无能为力；④主要是V511的状态发生了变化，仅仅在饱和期间导通，而正常时几乎是始终导通。
另外，不要忘记考虑两点，一是VD514究竟是彻底击穿，还是轻微短路，或者是时好时坏；二是烧管到底发生在开机状态，还是待机状态，或者是其它过渡状态。
笔者预测，VD514击穿只是为烧管准备了一个条件，提供了一个前提，还有其它不明条件在同时作用，故障发生的机理还有更深奥、更本质的原因，幕后还隐藏着更神秘的杀手。
这一“惊天谜案”还需要广大同仁积极配合，热心参与，进一步探索，长时间争论。
原文分析不妥，结论可疑，有待充足的事实根据去验证，输出下降还不足以彻底否定过激励，“锯齿状光栅”表明输出不稳，也属于输出下降。
笔者认为，该故障烧管的原因不外乎以下一种或几种：
①饱和期“瞬间”失控。
之所以强调“瞬间”，是因为输出的测量值正常，即平均电压正常。
果真如此，烧管时段应伴随有断续“吱”声。
②频繁原始启动。
即频繁依靠启动电阻开启，此情形比上面第一种更糟，含第一种，是第一种的高级版本，电源振荡必然时强时弱，时振时停，停振时间过长，只能原始启动。
此时烧管时段应伴随有更强烈的“吱”声。
③过激励。
果真只有这一原因，开关管将在静悄悄中牺牲。
④欠激励。
当C513和C514容量相当时易于发生，甚至处于放大状态，顷刻间烧毁。
果真如此，烧管时段应出现电压下降，光栅收缩。
值得庆幸的是，部分机型输出轻微下降的原因已经找到。
仍以厦华机为例，注意元件不用实际编号，改用原文编号。
经实际测量，在不插天线开机黄屏时，主电压为111.5V，短路VD514后，仅仅降低1V。
这是为何，还是分析变压器初级线圈的电压波形能彻底说明问题，通过观察，短路VD514后，仅仅发现过零正脉冲从70V升至85V，过零期由4μS延长到接近5μS，整个周期由30μS延长到接近31μS。
正是因为过零期稍微延长，实际就相当于截止期延长，导致了输出轻微下降。
此时稳压调整会使得饱和期微微延长（注意延长太短，观察不到）来减轻这种下降。
过零期何以延长呢？
须借用原文分析所得结论：
开关管截止期间“V512基极电压更负”。
有下列放电回路进一步导致了开关管基极电压更负，电流从开关管基极→R524→R526→C515→开关管发射极→开关管基极。
简而言之，V512基极负压通过R524、R526使得开关管基极电压更负。
R524、R526、C514设计越小，而R519设计越大时“变负”的“相对程度”更加明显。
实测短路前后，V512基极负压由—3V变为—4V，开关管基极负压由—2.6V变为—3.5V。
正是由于开关管基极电压更负，增大了再次开启开关管的难度，需要过零正脉冲的触发幅度更高，于是从70V升高到85V，触发时间当然延长，从4μS延长到接近5μS。
更使人惊疑的是，待机时若短路VD514，主电压反而从112.5V上升了0.5V，变压器初级线圈的电压波形产生了巨变。
正常时电源先经过5.6mS的正常振荡，振荡周期12μS，再经过33mS的停振；而短路后则是先经过6mS的正常振荡，振荡周期14μS，再经过29mS的类似于“正弦振荡”，周期为10μS。
该“正弦振荡”由弱到强渐变，期间开关管处于放大状态，但温升并不明显，这与零载有关。
乐华25英寸机为何却下降1/2呢？
海信TC2125为何又会出现“锯齿状光栅”？
广大读者若有机会和条件，可实地考查，找出原因。
笔者仅能提供一个参考思路，是否仍因过零期延长造成？
不过不再是轻微延长，而是严重延长。
此时过零振荡必然多次而并非一次穿过“零点”，相当于截止期超长，最终导致输出大跌，纹波大增，进而形成“锯齿”。
至于为何会多次穿过“零点”，笔者认为，至少有下列原因之一：
①开关管截止期间，V511集电极与基极电压更低，使管子的偏置点更高，过零正脉冲一旦到来，会直接通过短路的VD514，首先流入V511发射极，其次还要对C513充电，被吸收掉一部分；②变压器分布电容以及开关管峰压吸收电容（含次级各整流二极管的保护电容）太小而导致过零振荡本身微弱；③正反馈支路R519、C514参数不当，分别为220Ω、33nF，阻抗太大，造成过零开启正脉冲严重受阻；④次级必有一个正激励绕组，当开关管饱和时其整流管才导通，而且该绕组负载重、滤波电容小（或失效），于是在过零正脉冲还未开启开关管之前，其整流管先导通，吸收了过零振荡的主要能量。
一次穿过“零点”不行，只有等待下次穿过“零点”的正脉冲了，这期间C515的负压会通过R515缓慢放电，使开关管基极电压回升，以利于下次开启成功。
注意以上情形绝不是“欠激励”，属于“开启困难”，一旦开启成功则一切恢复正常，激励当然没问题。
假设过零振荡衰减完毕，开关管基极负压仍未缓解，则只有等待启动电阻来原始启动了。
原始启动时间肯定大于4mS，为什么呢？
上述的厦华机在待机时，经测量，停振33mS中的末尾4mS，就依靠启动电阻开启，若是开机重载时再这样开启，时间当然更长。
原始启动功耗大，只允许偶尔出现，若出现过于频繁，开关管会热击穿。
5.当供电升高时“VD519会立刻被击穿，以大电流对C515迅速充电，使得V512加快导通，开关管提前截止，主电压甚至严重下跌而使电源转入弱振状态”，这里的“大电流”是个什么概念？
能比R526的电流还大吗？
不会，因为R523的压降肯定要小于R526，而且R523的阻值一般比R526还大，所以VD519的保护作用仍然不及R526，这说明“大电流”尚不足以使输出降低。
接着把输出下降解释为“电源保护前的负荷已接近其最大输出功率”是没有道理的，因为供电越高，电源的输出能力应该越大。
那么，输出电压下降有什么奥秘吗？
没有，是R526和VD519共同负反馈的结果。
答：
这里的“大电流”当然是相对于VD519自身先前的小电流而言的。
若设计恰当，在供电正常时，VD519虽有电流通过，但不算进入“击穿区”，属于“反向漏电”，不过质量好的进入击穿区早，即需要的“最小稳压电流”小。
当供电异常升高时，才会进入击穿区，电流急剧增长，因为是“非线性”增长，“增长速度快慢”而不是“最终的电流大小”可大于R526，所以在这一点上竟可以忽略R526的作用。
“大电流”能比R526的电流还大吗？
笔者在原文强调，应确定R523阻值为1KΩ左右，可保证比R526电流大，实际有些机型就这样设计。
即使不这样，VD519的电流稍小，也没有什么大不了，关键是要看VD519“急剧增长的那部分电流”能否“抵消完”V511“用来调整的可减小电流”，若能，输出电压必然下降，否则危险。
这才是下降的奥秘。
何谈什么“大电流”尚不足以使输出降低，风牛马不相及。
供电越高，电源的输出能力应该越大？
对A3电源来讲，看来只有去掉VD519，才能使这句话摇身变成真理了。
“电源保护前的负荷已接近其最大输出功率”没有道理？
暂且假设电源保护前还有很大的功率余量，则V511必有很大的“用来调整的可减小电流”，VD519的电流增加多少，V511的电流必将会减小多少，“以减小来抵消增加”，C515的充电仍然维持原状，电压不会下降。
可见假设明显不对。
其实这是一句“大白话”，说得更“白”些，类似于“因为它叫猫所以它是猫”，肯定不会错了。
说出这句“大白话”，并不是想多费口水，也不犯什么逻辑错误，它有重要的意义：
在开机轻载，尤其是待机零载（仍保留主电压输出）时，V511电流很大，远大于R526，VD519电流无论如何增长，都不会“抵消完”V511的“可调整电流”，实现过激励保护化为“泡影”。
6.“若R526开路，其它负反馈电路会相互协作，自动调整进行补偿，共同稳压，导致输出电压一般不变”，言外之意，R526是重要的稳压元件，这种说法不妥，稳压和限流的作用和意义是不同的。
答：
试问R526是怎样限流的？
通过正反馈脉冲对定时电容充电。
有没有电流大小取样信号？
没有，只是充电电流与正反馈脉冲幅度成正比，充电时间与饱和时间相等。
具有这样的限流保护，开关管就不会因过流损坏吗？
照样会损坏。
可见，这种保护有很大的局限性，并不算纯粹的限流保护。
纯粹的限流保护常流时不动作，当然起不到稳压作用，仅在过流时才起控保护，以确保开关管不因过流损坏。
而R526则不然，常流时照样动作，干什么？
与稳压毫无关系吗？
试断开R526，为何“吱”响，这正好证明了它参与了稳压。
其实，所有的负反馈电路都在稳压，看得更远一些，就连正常的负载本身也等效于负反馈，对稳压有利。
R526、VD519、V511都同样对定时电容C515充电，它们虽各有特点，各有偏重，但总体目标一致，自动相互协作，共同稳压，不能无端偏爱也不能无端歧视任何一个。
若R526（或VD519）开路，主要是V511其次也包括VD519（或R526）的电流大增，增大的部分要填补R526（或VD519）的空缺，以保证输出不变；同样，若V511开路，主要是VD519其次也包括R526的电流大增，增大的部分要减轻V511的空缺，以抑制输出严重失控，假如此时VD519和R526也一并开路，输出失控能否受到抑制？
开关管还能幸存吗？
难道这些铁的事实不足以证明它们有稳压作用？
7.A3电源的软保护是有力度的，为其本身设计自锁保护，从实用角度考虑没有价值，理由是电路复杂，安装和调试不易；增加电路破坏了A3电源简洁的风格，可靠性要打折扣；再说必要性吧，用一只R2M管就能实现输出过压保护，或利用可控硅设计一个简单的二端保护电路代替R2M，何必太麻烦。
还有过流保护的可行性，保护点是设计在软保护之前还是之后呢？
设计在软保护之后起不到作用，之前又会频繁关机，因为短暂的“过流”是难免的，对用户来说，经常关机跟烧管一样，都是毛病。
答：
A3电源的软保护有多少力度？
所谓软保护全是建立在正反馈环路上的一些“负反馈”，正如原文所说：
“属于‘模糊控制技术’，没有‘直接地’‘精确地’去检测实际的电压和电流”，因此这种保护作用极为有限，为何这样说呢？
因为即使有如此的过流保护，开关管照样会因过流损坏，虽然有如此的过激励保护，在轻负载时竟不起作用。
是什么原因使A3电源有最高的可靠性呢？
可见不是软保护了，是简洁的风格吗？
也不全是，比它更简洁的电源多了，比如80P电源，至今仍在部分品牌机上大面积使用，包括21~29寸，而可靠性却远不及A3电源。
究竟是什么原因呢？
结论只有一个：
A3电源最大限度地抛弃了电解电容，只有两个，不能再少，一是300V滤波，二是取样电压滤波。
众所周知，其它元件，包括半导体元件，理论寿命可接近无限，不存在老化问题，而电解电容不同，短的就是千小时，长的不过万小时，高温环境下更惨，甚至只有百小时。
为什么呢？
电解电容因外部热源烘烤以及内部自身发热，天长日久，内部的电解液必然会变质、变稠或泄漏，导致电解液（导体）自身电阻变大，损耗因数tgδ增大，高频性能下降。
这种情况在热机后为何又有所缓解呢？
是因为电解液温度上升后，其自身电阻率又会下降，这一点和金属导体刚好相反，导致内电阻又不断减小，故高频性能会逐渐恢复。
以上情形很难用普通仪表测出，只好代换试验了。
随着电解液日益干涸，氧化膜介质（绝缘体）因得不到有效养护与修补，出现了孔洞、裂缝等缺陷，这又进一步使得电容介质的漏电阻不断减小。
这时用万用表测量时会发现电容漏电，此时电容不仅在高频而且在低频下已经失效。
最终呢？
导致正极引线因受腐蚀而彻底开路。
电解电容可谓是惹祸的根，试问有没有统计过电源故障由电解电容造成的占到几成？
由电解电容造成电压失控而烧坏显象管的又有多少例？
以80P电源为例，电源故障由电解电容造成的几乎达100%，对于个别机型，脉冲调制电容质量特差，造成显象管损坏的竟占到五成以上。
总之，A3电源有两大特点，一是电解电容少，二是负反馈多，于是导致了一个结果，可靠性而不是简洁性“空前绝后”。
还有没有升级的必要呢？
这就要看设计者的爱好了，要看实际应用的需求了，能否一刀切？
近年来部分品牌机就升了级，增加了一个绕组，为输出过压保护，不过作用不很理想。
任何保护电路，都要安装调试，真是麻烦，都要破坏原来的简洁性，其自身故障又会降低原来的可靠性，仅仅换来了一个“安全性”，得不偿失？
没有价值？
开关电源还有必要再设计保护电路吗？
让实践做结论，让读者去评说吧。
关于输出过压保护，加一只R2M或类似电路的确简单，但这种短路式的保护并不是什么救命稻草，也不算什么万能膏药，近年来这种保护为何越来越少，以至于销声匿迹呢？
国外名牌早已淘汰不用。
因为它必有缺点，事物都要一分为二。
笔者不才，试着分析，错了给予指点，不要见笑。
只查了一本手册，R2M的最大耗散功率为0.35W，这个数值很可能有误，估计偏小了，最小稳压电流可低至1mA，最大稳压电流可高达200mA，稳压误差范围135~150V。
做最坏的计算，它一般都加有散热插脚，以确保击穿后仍能吸收极大电流而不会烧开或烧焦，此时则不受特定条件下的最大耗散功率限制，于是瞬间电流可达200mA或更高，但仍不会烧坏，又假设主电压瞬间升为135V，那么瞬间耗散功率是多少？
27W，相当于21寸的50%。
这能算“绿色保护”吗？
简直是用电费寻开心。
再看保护后的情形。
R2M击穿相当于初级线圈在开关管截止期间被短路，而饱和期间正常，开关电源依然振荡，振荡功率虽比正常开机时小，但比正常待机时大得多。
经实际测量某21寸机，模拟主电压短路后电源振荡周期为460μS，其中饱和期缩短为0.5μS，开启期由0.4μS延长至3μS，关断期由1μS延长至3μS，开启损耗与关断损耗大增，开关管温升更高，感觉烫手。
此时300V直流电压输出电流为30mA，整机功率高达9W，几乎全部被开关管转化为开启损耗与关断损耗，白白浪费掉。
这种保护不但浪费电能，而且局限性大。
首先不能在大功率自激电源上使用，击穿后有可能被烧开或烧焦，尤其在故障以后试着启动时更容易发生，等于没保护，白加了；其次禁止在它激电源上使用，次级短路不能被振荡电路直接感知，需要过流检测电路传递信息，传递不良必烧开关管。
应当提出并倡导“绿色保护”，一安全二节能三可靠。
节能方面做得不好，应当重视，要向美国人学习，他们虽然富有，但为了哪怕是1%的效率，也要绞尽脑汁，如过流保护，就连取样电阻上的功耗都不放过，发明了两种措施：
①巧妙利用开关管自身的饱和内阻兼做取样电阻；②将开关管的源极别出心裁地分为粗细两股并联，面积比为100∶1，则电流比也为100∶1，在小电流上取样。
还记得前几年在某报纸上刊登的“保险王官司”吗？
有好多名流参加了论战，非常激烈，笔者认为他们都忽视了一个很重要的问题，“保险王”对用户来讲的确安全，的确可靠，但不节能，假如所有用户都使用它，保护瞬间电流极大，其次对电网危害也极大，说“白”了，它依然是“伪科学”，不先进，不算什么创造。
言归正传，彩电的保护电路必将会越来越格式化、成熟化、完善化，以趋于“绿色化”。
一般设在次级，可直接检测过压、欠压、过流、欠
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