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双闭环直流调速系统毕业设计论文

毕业设计（论文）

双闭环直流调速系统设计

双闭环直流调速系统设计

摘要

本文对微机控制的直流调速系统进行了较深入的研究，从直流调速系统的原理出发，建立了双闭环直流调速系统的数学模型，用MATLAB进行系统仿真，实现了控制器参数整定。

在此基础上以数字信号处理器（DSP）为控制器，通过对系统硬件和软件的设计实现了直流电动机双闭环调速系统的设计。

结果表明，此调速系统具有较强的鲁棒性。

关键词：

微机控制，双闭环，直流调速，数字信号处理器

TheDesignoftheDoubleClosedLoops

DCTimingSystemController

Abstract

Inthispaper,DCtimingsystemcontrolledbymicrocomputerhadbeenresearcheddeeply.BeginningwiththetheoryoftheDCtimingsystem,themathmodelofthedoubleclosedloopsDCtimingsystemhadbeenbuildup,thecontrollerparameterhadbeenadjustedafterthesystemhadbeensimulatedwithMATLAB,Basedontheresultofthesimulation,digitalsignalprocessor（DSP）istakenasthecontroller,thedesignofthedoubleclosedloopstimingsystemoftheDCmotorhasbeenrealizedthroughthedesignofthesystem’shardwareandsoftware.Theresultshowsthatthistimingsystemhasstrongrobust.

Keywords:

microcomputercontrol,doubleclosedloops,DCtiming,DSP

第一章绪论

1.1研究背景和意义

1.2国内外研究现状和应用前景

1.3本研究课题的主要研究内容

1.4本章小结

第二章课程的设计和要求

2.1主要技术指标

（1）静态：

无静差

（2）动态：

电流超调量≤5%

2.2设计要求

（1）选择可控硅直流电动机调速系统的方案。

（2）主回路参数计算选择。

（3）控制系统设计

2.3给定条件

直流电机的参数：

Zz=22,Ped=1.1kw,Ued=220V,Ied=6.5A,

ned=1500r.p.mUs=220V

励磁方式：

他励

直流测速发电机：

Ped=22W,Ued=110V,Ied=220mA,ned=2000p.m

定额：

连续。

分析论证并确定主电路的结构型式和闭环调速系统的组成，画出系统组成的原理框图。

确定调速系统主电路元部件及其参数。

动态设计计算：

根据技术要求，对系统进行动态校正，确定ASR调节器与ACR调节器的结构型式及进行参数计算，使调速系统工作稳定，并满足动态性能指标的要求。

第三章系统的原理与方案选择

3.1双闭环直流调速系统电路原理 

随着调速系统的不断发展和应用，传统的采用PI调节器的单闭环调速系统既能实现转速的无静差调节，又能较快的动态响应只能满足一般生产机械的调速要求。

为了提高生产率，要求尽量缩短起动、制动、反转过渡过程的时间，最好的办法是在过渡过程中始终保持电流（即动态转矩）为允许的最大值，使系统尽最大可能加速起动，达到稳态转速后，又让电流立即降低，进入转矩与负载相平衡的稳态运行。

要实现上述要求，其唯一的途径就是采用电流负反馈控制方法，即采用速度、电流双闭环的调速系统来实现。

在电流控制回路中设置一个调节器，专门用于调节电流量，从而在调速系统中设置了转速和电流两个调节器，形成转速、电流双闭环调速控制。

双闭环调速控制系统中采用了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实现串级连接。

图1－1.1为转速、电流双闭环直流调速系统的原理图。

图中两个调节器ASR和ACR分别为转速调节器和电流调节器，二者串级连接，即把转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发装置。

电流环在内，称之为内环；转速环在外，称之为外环。

两个调节器输出都带有限幅，ASR的输出限幅什Uim决定了电流调节器ACR的给定电压最大值Uim，对就电机的最大电流；电流调节器ACR输出限幅电压Ucm限制了整流器输出最大电压值，限最小触发角α。

图1-1.1双闭环直流调速系统电路原理图

3.2双闭环直流调速系统动态数学模型

双闭环直流调速系统动态结构图如图1-1.2所示。

图中

和

分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。

如果采用PI调节器，则有

（1-1）

（1-2）

为了引出电流反馈，在电动机的动态框图中必须把电枢电流

显露出来。

图1-1.2双闭环直流调速系统动态结构图

3.3控制系统的选择

由于设计要求无静差调速，电流超调量≤5%，因此可以选择转速，电流双闭环控制直流调速系统。

其中采用转速负反馈和PI调节器的直流反馈调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差，而速度反馈保证系统的较高动态性能，例如：

要求快速起制动，突加负载动态速降小等等。

其系统的组成框图如图2－2所示。

图2－2转速，电流双闭环直流调速系统框图

第四章调速系统的设计

4.1系统的组成

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。

二者之间实行嵌套（或称串级）联接如下图3－1所示。

起动过程，只有电流负反馈，没有转速负反馈。

稳态时，只有转速负反馈，没有电流负反馈。

为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器，所以对于系统来说，PI调节器是系统核心，必须掌握其性能，其原理图如图3-2：

图3-2.PI调节器

输入与输出的关系：

PI调节器的工作过程：

当输入电压突然加上时，电容C相当于短路，这时便是一个比例调节器。

因此，输出量产生一个立即响应输出量的跳变，随着对电容的充电，输出电压逐渐升高，这时相当于一个积分环节。

只要

，U0将继续增长下去，直到

时，才达到稳定状态。

这样构成的双闭环直流调速系统的电路原理图示于下图3-3。

图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，它们是按照电力电子变换器的控制电压Uc为正电压的情况标出的，并考虑到运算放大器的倒相作用。

同时图中表出，两个调节器的输出都是带限幅作用的。

转速调节器ASR的输出限幅电压U*im决定了电流给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm。

4.2系统的动态数学模型

双闭环调速系统的实际动态结构框图如图2－所示，它包括了电流滤波，转速滤波和给定信号的滤波环节。

其时间常数分别为Toi和Ton。

图3－4双闭环调速系统的动态结构图

图中WASR（s）和WACR（s）分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。

4.3本章小结

第五章双闭环直流调速系统的设计

5.1主要装置的选用和参数的计算

5.1.1整流装置的参数

可控硅整流装置选用三相桥式，整流变压器△/Y联结,二次线电压∪21=230V,

内阻R=0.5

电压放大系数KS=40。

直流电源给定值±7.5V。

5.1.2电流互感器的选取　

考虑电机允许过载倍数为1.5倍，两个给定电压的最大值为7.5V，选电流互感器TA的电流反馈系数β=7.5/1.5IN=0.769V/A。

5.1.3转速反馈环节的反馈系数和参数

转速反馈系数α包含测速发电机的电动势Cetg和其输出电位器RP2的分压系数α2，即

α＝α2×Cetg

根据测速发电机的额定数据，有

Cetg=

Vmin/r=0.055Vmin/r

试取α2＝0.085，如测速发电机与主电动机直接相连，则在电动机最高转速1500r/min时，转速反馈电压为

Un=α2Cetg×1500r/min＝0.085×0.055×1500＝7.0125V

稳态是△Un很小，Un*只要略大与Un即可，现在直流稳压电源为±7.5V，完全能够满足给定电压的需要，因此，取α2＝0.085是正确的。

于是，转速反馈系数的计算结果是

α＝α2×Cetg＝0.085×0.055＝0.0047Vmin/r

5.1.4电位器RP2的选取

为了使测速发电机的电枢电压降对转速检测信号的线性度没有显著的影响，取测速发电机转速输出最高电压时，其电流约为额定值的20％，则

RRP2=

=1875Ω

此时RP2消耗的功率为

W＝nCetg×0.2Itg＝0.055×1500×0.2×0.22＝3.36W

为了不致使电位器温度很高，实选电位器的瓦数应为所消耗功率一倍以上，故可将RP2选为10W,1.5KΩ的可调电位器。

5.1.5平波电抗器

按工程计算公式选取平波电抗器，对于三相桥式整流电路其电感量计算公式为

L=0.693U2/Idmin

取Idmin=10％Ied=0.1×6.5=0.065A

U2=U2l/1.732=230V/1.732=132.8V0

则

L=0.693U2/Idmin=1415.85mH

5.1.6直流电动机参数的计算

按经验公式估算直流电动机的内阻

=5.207

电枢回路的电阻

R=Ra+R=5.207+0.5=5.707

电磁时间常数

Tl=L/R=141.585/5.707=0.0248S

电机参数的计算

Ce=

=0.1241Vmin/r

Cm=9.55Ce=1.1852Vmin/r

电机时间常数

Tm=

=1.036S

5.2电流调节器的设计

5.2.1电流环结构图的简化

首先在按动态性能设计电流环时，因其变化较慢，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即E≈0。

其次，如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i（s）/，最后，由于Ts和T0i一般都比Tl小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为

T∑i=Ts+Toi

简化的近似条件为

电流环结构图最终简化成图

图4－1等效后的电流环结构框图

5.2.2电流调节器结构的选择

从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图3-5可以看出，采用I型系统就够了。

从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调（本系统要求

5%），以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。

图3-5表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型I型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成

式中Ki—电流调节器的比例系数；

i—电流调节器的超前时间常数。

为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择

则电流环的动态结构图便成为图4-2所示的典型形式

图4－2校正成典型I型系统的电流环

其中，

上述结果是在一系列假定条件下得到的，假定条件归纳如下，用于校验。

1）电力电子变换器纯滞后的近似处理

2）忽略反电势变化对电流环的动态影响

3）电流环小惯性群的近似处理

5.2.3电流调节器的参数计算

按表1，三相桥式电路的平均失控时间Ts=0.0017s

电流滤波时间常数Toi。

三相桥式电路每个波头的时间是3.3ms，为了基本虑平波头，应有（1～2）Toi=3.3S,因此取Toi＝0.002S。

电流环小时间常数之和T。

按小时间常数近似处理，取T∑i=Ts+Ti=0.0037S。

检查对电源电压的抗扰性能：

=6.70，参照典型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。

电流调节器超前的时间常数：

τi=Tl=0.0248S

电流开环增益：

要求σi≤5％时，可按西门子Ⅰ型“最佳整定”的方法进行整定，则有KIT=0.5,因此

KI＝

=135/S

于是ACR的比例系数为

Ki＝KIτiR/KSβ＝0.6211

校验近似条件：

电流环截止频率：

ωci=KI=135.1

（1）晶闸管整流装置传递函数的近似条件：

1/3Ts=1/3*0.0017=169.1s-1>ωci

满足近似条件。

（2）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件：

＝18.7s-1<ωci

满足近似条件。

（3）电流环小时间常数近似处理条件：

=180S-1>ωci

满足近似条件。

电流调节器如图4-3，按所用运算放大器取R0＝40KΩ,各电阻和电容的值为

Ri=KiR0=0.4653*40=18.612KΩ,取18KΩ

Ci=

=1.67uF，取2.0uF

Coi=

=0.2uF，取0.2uF

图4-3电流调节器

按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为σi=4.3%<5%，满足设计要求。

5.3转速调节器的设计

5.3.1转速调节器结构的选择

用电流环的等效环节代替电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如下图4-4所示：

和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成U*n（s）/，再把时间常数为1/KI和Ton的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中

为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器ASR中，现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型Ⅱ型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。

由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为

式中Kn—转速调节器的比例系数；

n—转速调节器的超前时间常数。

这样，调速系统的开环传递函数为

令转速环开环增益为

则

校正后的系统结构如图4－5：

上述结果是在一系列假定条件下得到的，假定条件归纳如下，用于校验。

1）电流环传递函数简化条件

2）转速环小时间常数近似处理条件

5.3.2转速调节器的参数计算

转速调节器的参数包括Kn和n。

按照典型Ⅱ型系统的参数关系：

而，因此

电流环时间常数

1/KI=2T∑i×0.0037S＝0.0074S

转速滤波时间常数Ton，可根据测速发电机纹波情况取Ton＝0.01S。

转速环小时间常数T∑n。

按小时间常数近似处理，取

＝0.0074+0.01＝0.0174S

按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，，则ASR的超前时间常数为

＝5×0.0174＝0.087S

转速开环增益

＝396.4/S-2

ASR的比例系数为

＝145.5

校验近似条件：

转速环截止频率为

ωcn=KNτn=396.4×0.087＝34.5S-1

（1）电流环传递函数简化条件为

＝63.7S-1>ωcn，满足简化条件。

（2）转速环小时间常数近似处理条件为

＝38.7S-1>ωcn,满足近似条件。

转速调节器如图4-6，计算电容和电阻：

取R0＝40KΩ,则

Rn=KnR0=144.9×40＝5796，取6MΩ

Cn=τn/Rn=0.0145uF,取0.01uF

Con=

=1uF,取1uF。

图4-6转速调节器

5.4整机电路如图4-7

图4-7整机电路图

第六章结束语

本设计――“双闭环直流调速系统的工程设计”，对于给定的DJDK－1型电力电子技术及电机控制实验装置，测定直流电动机的各项电气参数和时间常数，并应用经典控制理论的工程设计方法设计转速和电流双闭环直流调速系统，最后应用MATLAB软件对设计的系统进行仿真和校正以达到满足控制指标的目的。

对于给定直流拖动控制系统在经典控制理论工程计算的基础上，在完成参数测定后，应用双闭环直流调速系统工程设计方法设计了主电路、电流环和转速环，并应用MATLAB语言中的SIMULINK工具箱对系统进行了仿真，看到了理论设计与仿真结果的差异，通过对仿真结果的分析，进一步了解了工程设计方法中的近似环节给系统带来的影响，认识到了理论设计和工程计算的不同。

仿真部分，运用了MATLAB语言，掌握了语言的基本操作，并着重学习了SIMULINK工具箱。

运用SIMULINK工具箱对系统进行了仿真，得到了系统的动态响应曲线及其它各种线性分析曲线。

纵观整个设计，经典部分是已学过的知识，通过毕业设计深入理解了工程设计方法，扩展了知识面，各门课程综合应用，收益颇多，使我对直流调速系统的控制有了更深的认识。

但由于理论水平有限，仍有许多不足之处有待解决。

致谢

首先要感谢我的指导老师—齐伯文老师。

在他的悉心指导下，我才得以顺利的完成本次毕业设计。

他从最初就为我们制定了周密科学的工作任务安排，每次都很认真的查看我们的工作日志完成情况，对于我们的提问也总给予耐心的解答。

这对于我的工作，既是鼓励，又是鞭策。

我还要感谢同组的和同学，跟他们一起讨论相关的课题，使我的思路得以极大的开阔，并能发现自己在某些内容上的欠缺。

另外，我也深深的感受到了同学间的互相帮助和友谊。

这也是我顺利完成毕业设计的一大动力。

还有许多在论文完成过程中给予我帮助的人，在此不一一列举了，一并表示最衷心的感谢。

参考文献

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附录