超宽带梯形缝隙天线具有圆偏振的设计分解.docx
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超宽带梯形缝隙天线具有圆偏振的设计分解
超宽带梯形缝隙天线具有圆偏振的设计
RVS拉姆克里希纳一，b，
拉杰·库马尔一，b，
一个 DIAT（视作大学），Girinagar，普纳411025，印度
b ARDE，Pashan，普纳411041，印度
摘要
共面波导馈印刷缝隙天线具有圆极化特性，提出了研究。
天线的基本结构是一个长方形的槽由一个50ΩCPW线路端接在一个梯形形状的调谐短截线激发。
在圆形桩的形式的扰动施加在槽中，以实现圆极化。
测得的阻抗带宽（S 11 <-10dB为单位）最初的设计是4.4千兆赫（从2.2GHz到6.6GHz的），而3-dB的轴比带宽为1.77GHz的（从4GHz到5.77GHz的），这是36.23％在4.88千兆赫的中心频率。
天线的基本结构进一步修饰以增强的阻抗带宽，达到大大超出12GHz的同时增加了ARBW至44.3％（从4.3GHz到6.75千兆赫）。
在其最终版本提出的天线具有大约5dB的测量峰值增益在整个有用频带和近稳定的辐射方向图。
关键词
单极天线 ;
缝隙天线 ;
共面波导馈 ;
圆极化 ;
超宽带系统
1。
介绍
圆极化（CP）已经成为接受为一个超宽带天线的非常理想的特性之一。
然而，圆偏振，这是更一般的椭圆偏振的极限情况是比较难以实现的，由于对相位的严格要求和实现仅在准确相位正交的电场矢量的两个正交分量的存在。
传统上，圆极化天线被用于点对点的卫星通信，因此，用于实现CP天线没有空间的限制和能够长期笨重。
交叉偶极子，阿基米德螺旋线和八木乌达斯提供所需的圆极化特性。
在再加上广泛使用的手无线通信的快速增长持手机和其他便携式设备导致了研究乱舞的微带天线领域。
此外，光谱的联邦通信委员会（FCC）为个人区域网络（PAN）的操作通过释放已放置的需求日益增加的基本微带贴片天线要求其尺寸紧凑，在设计健壮和近全向的通用性在辐射，而在同一时间提供一个大的阻抗带宽为适于在超宽带区域内的若干应用程序。
在微带天线的圆极化特性利息增加主要是由于其对抗多径衰落，从而支持更高的数据速率，并允许灵活的接收器方向的能力。
因此，贴片天线在其各品种正在研究为理想的圆极化特性。
其中被调查的各种结构中，共面波导馈缝隙天线可以被认为是理想的候选，因为它具有较少的辐射损耗，提供了良好的辐射图形，可以容易地与单片微波集成电路（MMIC）集成在一起。
许多缝隙天线设计的CP都出现在了公开发表的文献。
在[1]中，戟形调谐短截线被用来激发一个方槽和1575兆赫（3.81％）在CP频带达到了。
一个阶梯形缝隙天线提出的[2] ，给了一个31.2％的轴比（AR）的带宽从2.30至3.15GHz的。
方形缝隙天线与闪电形馈线和倒L接地条被提出在[3]这给了48％的有用带宽。
使用非对称CPW线路的轴比增强了所讨论的[4] ，而由一个L形的单极馈六边形缝隙天线，提出了在[5]这给出了约50％的ARBW。
一些其他的缝隙天线设计为圆偏振光，在最近提出的一个表列比较，列于表1。
表1中。
CP的缝隙天线的比较提出在最近的过去。
号号，
作者
年
在CP缝隙天线的大小
轴比带宽
阻抗带宽
[3]
施等人。
2010
60×60
2.02-3.42吉赫（51％）
2.07-3.41吉赫（49％）
[4]
施等人。
2008
60×60
1.88-2.56千兆赫（30.6％）
1.77-2.59GHz的
[5]
Zhou等人。
2011
62×62
2.25-3.75吉赫（50％）
1.80-4.50吉赫（86％）
[6]
Wang等人。
2012
60×50
2.26-2.47千兆赫（8.9％）
1.69-2.78吉赫（49％）
[7]
Pourahmadazar等。
2011
60×60
2.67-13.0千兆赫（132％）
4.90-6.90吉赫（32％）
[8]
Chen等人。
2011
70×70
1.45-1.72吉赫（17％）和1.86-2.29吉赫（21％）
1.47-1.61GHz的（9％）及1.87至2.09GHz的（11％）
[9]
Chen等人。
2012
60×60
2.9-5.5千兆赫（62％）
2.9-20千兆赫（149％）
[10]
Chen等人。
2006
100×100
2.2-2.6GHz的（17％）
2.1-3.2千兆赫（43％）
[11]
Pourahmadazar等。
2011
25×25
5.01-7.38千兆赫（38.2％）
2.98-11.23GHz的（118％）
[12]
ZAKER等。
2011
50×50
3.35-4.05GHz的（18.9％）4.55-6.32千兆赫（32.5％）
3.35-4.25吉赫（21％）4.65-6.35吉赫（33％）
[13]
施等人。
2011
45×45
2.1-3.74GHz的
2.03-4.69GHz的
[14]
Nasimuddin等。
2011
60×60
2.4-4.85吉赫（68％）
1.6-5.25GHz的（107％）
[15]
Nasimuddin等。
2012
60×60
2.75-4.6吉赫（50％）
2.0-5.0GHz的（100％）
[16]
Jeevanandham等。
2012
62×60
3.2-3.75GHz的（15.7％）4.42-5.1GHz的（15.7％）
3.41-3.7GHz的（8.6％）4.47-5.2GHz的（15.5％）
[17]
Li等人。
2013
54×54
2.85-5.21吉赫（58％）
1.78-5.64GHz的（104％）
[18]
Wang等人。
2012
60×60
2.7-6.4千兆赫（82％）
1.9-6GHz的（91％）
[19]
月等人。
2013
50×50
1千兆赫（3.7GHz的27％）
在4.8GHz的111％
[20]
Felegari等。
2011
60×60
2-5吉赫（85％）
2-7千兆赫（110％）
在本文中，在60毫米×50毫米的调查，矩形缝隙天线具有宽的圆极化特性的改进的阻抗带宽进行了讨论。
插槽是由一个50Ω的CPW线终止于一个梯形调谐短截线供电。
槽的形状规则被修改在角部，以提高操作的有用频带。
三种不同的原型制作。
修改在初始设计中的设计随后被并入。
通过模拟所获得的Ansoft的HFSS和CST微波工作室，并通过实验验证了样机的性能在随后的章节中讨论。
2。
天线的初始设计
2.1。
几何
建议的天线的初始设计示于图 1。
如从图中可以看出，具有尺寸的接地平面W 克 × L 克印刷具有相对介电常数市售便宜的FR4基板上ɛ [R =4.4和损耗角正切tanδ δ =0.0019。
基板的厚度为ħ =1.53毫米。
尺寸的矩形槽W × L被蚀刻在地平面上，并通过一个50ΩCPW兴奋-馈线。
馈送线终止于一个梯形调谐短截线伸入到槽的中心。
存根增强了馈线和槽之间的耦合。
矩形槽由两个圆形的弧在左下角和右上角截断。
弧是不平等的半径，并作为必须实现的CP扰动。
短截线和接地平面表示为'之间的间距S '和馈线和记为“接地平面之间的间隙ģ '两个参数负责适当的阻抗匹配，因此可以被优化。
梯形形状存根具有宽度W S1和W S2和长度L s。
的各种参数值列于表2中。
图。
1。
最初的设计配置（天线-1）。
表2。
天线的尺寸-1。
S.NO.
参数
尺寸（mm）
1
W 克
60
2
L 克
50
3
W
40
4
L
23
5
ř 1
6
6
ř 2
10
7
L f
16.62
8
W f
2.8
9
S
3.68
10
Ğ
0.85
11
W S1
7
12
W S2
14
13
L s
7.5
14
ħ
1.53
2.2。
测量和模拟反射系数
最初的设计（天线-1）进行了数值模拟两种不同的电磁软件，一个基于有限元法（Ansoft的HFSS）和其他利用有限积分技术（CST微波工作室）。
天线然后制作和使用矢量网络分析仪（R＆SZVA-40）测得的性能。
随着所制作的原型的照片的仿真和测量的反射系数示于图 2。
图。
2。
天线的制作原型-1和测量的反射系数。
从看到的图。
2，模拟反射系数保持在低于-10dB的大约2.3GHz至6.7GHz的。
测得的结果被发现是在与模拟1接近。
CST微波工作室和HFSS软件的模拟结果之间的细微差别可以看出，这可能是因为在各自的软件中使用的不同方法的。
在S 11的特征也表明逢低（共振）在2.95GHz时，4.9GHz和6GHz的（CST仿真）。
出的这些，前两个共振可以被称为其中较低的一个是由槽的尺寸决定的基本共振，而上部1是由像馈线和调谐短截线的运作，单极给出 [21] 和 [22]。
两个谐振的重叠是说，得到整体的宽带特性。
从天线上述说明和示图。
1，槽周长S 按每和短截线高度ħ s可以计算为
方程（ 1 ）
方程（ 2 ）
以下[12] ，该槽的周长可以近似为2引导波长在较低的谐振频率。
它使然后，使下共振频率由下式给出
方程（ 3 ）
在上侧，像天线工作的单极发生和上部谐振频率可以在存根高度方面被给定为
方程（ 4 ）
在上面的表达式中，Ç代表光在自由空间和速度ɛ R，EFF的是基片的由下式给出的有效相对介电常数
方程（ 5 ）
和近似为（ɛ [R +1）/2的隙缝天线，其中所述基板具有电场的降低的限制。
使用计算出的谐振频率的比较
（2）和（4）与来自仿真（CST）得到的值示于表3中。
计算和模拟的谐振频率有较好的一致性。
表3。
计算和模拟的谐振频率。
谐振频率
S 元（毫米）
ħ s（毫米）
ɛ R，EFF
计算频率（GHz）
模拟频率（GHz）
f 1
119.13
-
2.7
3.07
2.95
f 2
-
10.31
2.7
4.43
4.90
进一步洞察天线的操作可以通过观察表面的电流分布在这两个频率（由CST模拟）所示进行了图 3。
图。
3。
表面电流分布天线-1处：
（一）2.95GHz和（B）的4.9GHz。
可以看出，在2.9千兆赫，电流分布更加沿槽边缘与周围的插槽附近的均匀分布。
这些电流是主要负责的辐射特性和经过的电流确定的谐振模式的工作频率的路径。
与此相反，在4.9千兆赫，它可以观察到地平面的上半部是相对自由的流动，而在同一时间内，进料线和接地面的接近与调谐短截线的下半部有多大的在当前解释的单极像天线的行为。
可观察到的另一个特征是，在这个频率下，圆扰动在槽的左下角附近的电流比圆形扰动附近的电流在上角高得多。
这是因为它靠近馈线的，使得它的主要贡献者，由天线来实现，并在随后一节中讨论的圆极化特性。
2.3。
圆极化和轴比
在调谐短截线的槽和形状的扰动对天线的圆极化特性的决定性作用。
一些模拟被执行以获得对扰动的大小和形状的优化值。
光圈电场矢量和表面电流的带内频率的不同相位的瞬间5GHz的（0°，90°，180°和270°）的一个模拟图（用CSTMWS）示于图 4 和 图。
5。
图。
4。
模拟光圈电场在5GHz。
图。
5。
模拟矢量流在5GHz。
可以观察到，该电场在槽经过旋转与提前相位。
类似的观察可以为所示的表面电流矢量进行图。
5。
对于电场以及表面电流，无论是顺时针和逆时针旋转就可以看出。
然而，顺时针旋转（显性的左半部分）占主导地位的其他和整体行为示出了左手圆极化。
模拟的轴比与频率的曲线示于图。
6从该操作的3-dB的CP带被发现是从3.75千兆赫到6千兆赫（模拟的）。
轴比也测定在暗室使用的天线测定系统，其结果是一起呈现。
图。
6。
1-测量和模拟轴比的天线。
3。
改造提升表现
最初的设计（天线-1）给出的阻抗带宽从2.3GHz到6.7GHz的，而轴比带宽为3.75GHz到6GHz的。
该设计随后被修改以提高阻抗带宽和圆极化特性。
因此，两个修改的版本，即天线-2和天线-3被设计成在显示图7。
图。
7。
1-天线的修改版本。
在天线-2，尺寸的步骤瓦特1 × s 1被添加到梯形调谐短截线，两个矩形槽（尺寸：
一个 ×b）的切断在接地平面和半径[R 1选自6毫米增加至7毫米。
在天线-3，一个步骤被添加到调谐短截线和一个小的缝隙尺寸2mm×0.5毫米的切割在其中心处的。
还进纸宽度和圆扰动的半径改变。
2和天线--天线的修改尺寸3顷给出在表4中。
表4。
2和天线--天线的修改尺寸（mm）3。
参数
L
S
ř 1
ř 2
瓦特1
s 1
瓦特2
s 2
x
一
b
瓦特f
Ğ
外形尺寸（天线-2）
26
5.12
7
10
11
2
-
-
-
3
4
2.8
0.85
外形尺寸（天线-3）
25
4.12
10
8
11
2
7
1
3.685
3
4
3.0
0.5
的反射系数特性和三个天线（包括原始版本）作为模拟了CST微波工作室的轴比的比较中描绘图。
8 和 图 9元。
的天线的模拟结果-2显示从2.3至7.0千兆赫的阻抗带宽，同时天线-3提供了一个更广泛的带宽从2.4GHz和远远超过10.6千兆赫的FCCUWB极限延伸的表5中示出的反射系数的最小值的位置对于每个天线。
以下第三节给出的解释，它可以说是第一共振天线的移动-2朝向较高的一侧，是由于在槽周长的减少。
1到天线--近5千兆赫（第二共振）朝向从天线下侧的共振的移位3可以归因于增加的调谐短截线在随后的设计的有效长度。
它也可以看出，在修饰的设计，附加的谐波被引入，由于采用的扰动。
从所示的三个天线的轴向比值图。
10，可以看出有轻微的移位中的比例的上侧用于天线-3。
然而在CP带宽几乎保持相同的频率为2.4GHz（从4GHz到6.4GHz的）。
图。
8。
返回三个天线（CST模拟）损失比较。
图。
9。
轴比积为三个天线（CST模拟）。
表5。
三个天线的反射系数极小的位置。
1
2
第3
4
天线-1
2.95GHz的
4.90GHz的
-
-
天线-2
3.35GHz的
4.75GHz的
6.32GHz的
-
天线-3
2.78GHz的
4.64GHz的
6.57GHz的
9.26GHz的
图。
10。
LHCP/右旋圆极化积为三个天线在CP带不同的频率。
图。
10所示为左旋圆极化/右旋圆极化的情节在4GHz，5GHz和6GHz的在E面为所有三个天线。
它被更清楚地观察到在频率以及内部的CP频带，即左天线显示器右旋圆极化过多的上半部空间（Ž >0）和右手圆极化过多的下半部空间（Ž <0，天线下文）。
4。
最终版本的实验结果（提出的天线）
该天线的最终版本（天线-3）制作并测量其阻抗和CP的性能。
随着所测量的和模拟的反射系数所制造的原型的照片示于图 11。
的模拟值与实测值之间的密切配合S 11可以观察和阻抗带宽为2.2GHz的启动和远远超过12GHz的扩展，可以清楚地看出。
图。
11。
制作天线的照片-3和反射系数（测量与模拟）。
天线的测量和模拟的轴向比值-3示于图 12。
所测量的轴比被看作是稍微移动到上侧是在天线的测量和模拟的轴比特性也观察到-1（图6）。
它还要指出的是所测量的轴比小于模拟轴比稍大。
图。
12。
该天线的测量和模拟轴比（天线-3）。
建议的天线的辐射方向图（天线-3）也被在选择频率测量在消声室中。
在垂直分量的积É和- ħ -平面示于 图13 和 图 14元。
图。
13。
测量和模拟辐射模式在ë平面（YZ平面）。
图。
14。
测量和模拟辐射图案中的ħ平面（XZ -平面）。
该ħ平面图案被看作是准全向，而ë平面方式显示通常的哑铃形如预期的单极运行。
看出，在测量的和模拟的差异ë在较低频率的平面图案是由于在测量系统中高达4GHz用喇叭天线（SchwarzbeckBBHA9120C）的低增益。
也是方式显示一个失真由于高阶模式和不相等的相位分布的兴奋较高频率ë场中的槽。
所测量的和模拟的峰值增益（总）天线阻抗的积-3示出了图 15，而模拟的辐射效率示于图 16。
增益在工作区保持比较稳定约5分贝。
看出在更高的频率的增加可以归因于增加所造成的波长更短的天线的有效面积。
辐射效率都被看作是降低在较高的频率。
这可能是由于集肤效应和在天线在这些频率上的导电部件更高的损失。
图。
15。
测量和模拟峰值增益天线-3。
图。
16。
3-天线的模拟辐射效率。
5。
参数研究
对天线的性能改变圆弧（如扰动应用）的半径的效果如下所示。
的模拟结果的不同的值[R 1为一恒定值[R 2的情况下的天线-3（提出的天线）示于图 17。
类似地，改变的效果-[R 2的保持[R 1常数示于图 18。
它是从这些图中看到，该扰动在左下角（[R 1）的反射系数上具有更大的影响S 11由于其邻近的进料管线而扰动的右上角有上具有更大的影响CP的特性（轴比）。
它也观察到一个更好的阻抗匹配（较小的值S 11）可以用一个较大的值来获得ř 1，而在价值下跌ř 2结果在一个更好的轴比曲线。
因此，可以得出结论，该比值[R 1 / [R2可以用于获取在阻抗方面的最佳性能，以及CP的特征进行优化。
图。
17。
的影响ř 1对轴比和S 11天线的特性-3。
图。
18。
的效果-[R 2上的轴比和S 11的天线的特性-3。
6。
结论
一种新型矩形CPW-进纸槽，天线的设计和实验验证。
通过采用梯形调谐短截线具有适当的修改，所测量的阻抗带宽从2.4GHz开始及以后的FCCUWB限制以及延伸已经实现，而通过施加扰动的矩形槽，圆形极化测量的3-dB轴比带宽44.3％（以5.52千兆赫的中心频率），获得。
建议的天线的峰值增益保持在5分贝的有用频带。
该天线可用于UWB应用的高速数据通信，医学成像和车载雷达用的额外优势的宽带圆极化用于WLAN/WiMAX应用。
致谢
第一作者承认的财政支持和设施的扩展先进技术国防研究院（视作大学），浦那，印度开展研究工作。
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