老树发新芽EL34和KT88通用胆机一.docx

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老树发新芽EL34和KT88通用胆机一

老树发新芽EL34和KT88推挽胆机

（一）

2011年12月，我开始实施筹划很久的将300B推挽胆机改用KT88和EL34的计划。

原来的机器底盘、一对输出变压器、1只扼流圈、8个高压大容量电解都不变，其余从电源到元器件和接线都有修改。

每个双休日从杭州回到绍兴家中就一头扎进工作间，有时连续忙乎到第二天凌晨3点才去睡觉。

2012年12月，机器开始发声调试，到2015年9月第4次修改完成，历经4年时间，终于磨好一剑。

KT88和EL34推挽机改好后，信噪比很高，达到95db，音量电位器开到最大，耳朵紧贴音箱也听不到一点哼声和噪音，背景非常干净。

实际听感也很好，高频细节很多且柔顺，中频醇厚饱满，人声尤其好，低频力度很足且富有弹性，高低频两端延伸很宽，整体音场很开阔，声音很开扬，比原来300B失真小。

下图是EL34推挽正在工作。

改制推挽机时的主要工程量是：

（1）局部修改线路：

由于没有采用直热管，旁热管阴极中毒问题没有直热管那么突出，所以取消高压延时电路。

前级音调的衰减和提升从±15db改为±6db，电位器改为B型（直线型）。

倒相级的恒流源改回最初的五极电子管，采用EF89。

设置功率管三极管接法和超线性接法转换开关，用于切换工作状态。

电源滤波改为CLC，每声道的后级高压增加第一级C滤波，采用法国苏伦4.7ufMKP电容和德国ROE1ufMKT电容并联成28uf，第二级10H电感滤波保持不变。

每声道的前级高压增加第一级C滤波，采用德国西门子与松下合作的S+M电容660uf/400V（madeingermany）两个串联，并且增加第二级5H电感滤波。

（2）局部修改用料：

100K音量电位器改为100K24档步进电位器，以求改善左右声道平衡度。

前级SRPP电路放大管改用12AU7（ECC82）代替原来的6N11（ECC88）,以达到在不改变前级稳压电路前提下使前级放大管的工作点处于A类的目的。

由于12AT7有更高跨导（5.5mA/V）和放大系数（60）及较适合的阳极电流（10mA），作阴极跟随器时将有更小输出电阻和更大的电流驱动能力，所以仿照麦景图MC-275，阴随推动级的电子管改用与12AZ7等效的12AT7代替原来的5814A（ECC82）。

（3）重新设计制作电源变压器。

原因有四：

1、原来并不想重绕变压器，但做负荷实验时一个整流桥击穿而导致变压器被烧；2、原来只有一个负偏压绕组，两声道公用，在没有条件做去耦测试的情况下，将影响声道分离度；3、灯丝改全交流供电，需增加灯丝绕组中心抽头；4、为改为用旁热式电子管整流做好准备——高压绕组抽头要精确，两组电压要一致，以便由两组桥式硅整流合并为一组全波电子管整流，并且预留整流管的5V灯丝绕组。

（4）增加元件或修改部分元件参数

（a）增加元件：

主要是增加五极管的栅极抑制电阻。

五极管的的跨导比较高，有可能产生射频振荡。

根据MorganJones所著的《电子管放大器》的论述，EL34和KT88的栅极抑制电阻采用1.2K。

（b）修改部分元件参数：

主要是输入级的阴极交流旁路电容容量原先采用1000uf，可能并不合适，需要经过计算重新选择。

（一）设计制作电源变压器和整流元件选择

一、次级电流功率计算

1、后级高压电流：

KT88最大电流——固定偏压-59V，超线性，Va453V，2×140mA=280mA

实际：

Va400V，三极管接法，固定偏压-40V，2×100mA=200mA

后级高压功率：

电感负载桥式最大1.1×370×0.28×2=228W，实际1.1×370×0.2×2=162.8W，

2、前级高压电流：

工作点电流2×12AU7_2×3.5mA，6E2_2×1mA,6SN7_2×5mA，稳压管电流2×6mA，EF89的帘栅极电流_2×3mA,12AT7_2×7.5mA,合计52mA,最大不会超过64mA。

功率（电容负载桥式）最大1.56×340×0.064×2=67.89W=68W

3、后级灯丝电流：

1.6A×2=3.2A，功率6.3×3.2×2=40.32W

4、前级灯丝电流：

6.3V——6E2_0.3A，6SN7_0.6A，EF89_0.2A,合计1.1×2=2.2A,功率6.3×2.2=13.9W。

12.6V——12AU7_0.15A,12AT7_0.15A,合计0.15×6=0.9A，功率12.6×0.9=11.3W

加上预留负栅压电子管整流EZ81的灯丝供电1.2A，共计32.44W。

5、预留电子管整流灯丝电流：

后级用5Z8P，5.75A；前级用5Z4P，2.2A,39.85W。

总计77.41W。

6、负偏压电流：

主要是12AT7的阴极电流15mA。

改用12BH7时，阴极电流18mA。

功率（电容负载桥式）1.56×141×0.018×2=7.9W

合计：

最大——228＋68＋40.3＋77.41＋7.9=421.6W实际约250W

初级功率最大397.3/0.9=441W，电流2.0A。

实际250/0.9=278W,电流1.27A

二、变压器制作

英国缺口铁芯，B=10000GS，133×110×70mm，舌宽44mm,截面30.8㎝2，N=1.5N/V,

窗口：

66mm×22㎜，除去骨架占用的，实际61.7㎜×19.15㎜

（1）灯丝：

为了使6.3V绕组的中心抽头准确，圈数改为10N，在第5匝处抽头，改匝比为N=1.5873N/V。

电流3.2A，线径D=0.7×√3.2=1.25㎜,外径1.33㎜。

2组6.3V——KT88×4灯丝，20N；2组6.3V——前级左右声道灯丝和EZ81×1（负栅压整流）灯丝，20N；1组12.6V——前级部分管子灯丝，20N；在第10匝处抽头；4组5V——为改电子管整流预留：

5z8p×1＋5z4p×1,4×8N=32N,合计92匝，1层46匝，2层正好可以绕下，厚度：

2×1.33＋0.05=2.71㎜，29米S=1.23㎜2，M=0.32㎏

（2）前级高压1、2：

340V×2，540N×2，电流0.127A（晶体管整流时实际0.06A，改电子管整流时两绕组合并，0.12A），线径D=0.7×√0.127=0.25㎜,外径0.275㎜，一层224N，2.41层（2.5）×2=5，厚度5×0.275+3×0.05=1.525㎜，342米，S=0.049㎜2,M=0.15㎏

（3）后级高压1、2：

370V×250V＋20V＋300V,300V＋20V＋50V，[头]80N→31N→476N[尾]，[头]476N→31N→80N[尾]，587N×2,电流0.4A（晶体管整流时实际0.2A，改电子管整流时两绕组合并，0.4A）线径D=0.7×√0.4=0.44㎜,外径0.49㎜，一层126N，4.66层×2=9.32，10层，厚度10×0.49＋8×0.05=5.3㎜，391米

S=0.15㎜2,M=0.53㎏

（4）负偏压1、2：

140V×2，222N×2，0.08A，线径D=0.7×√0.08=0.19㎜,0.19㎜线外径0.21㎜，一层293N，1.5层

（2），接着后级高压绕组绕，绕满后回头再绕，算1层厚度：

0.21＋0.05=0.26㎜，128米（实际值，用已有线）

（5）初级：

220V+10V=230V,349N+16N=365N，电流2A，线径D=0.7×√2=0.989㎜，外径1.07㎜，一层57N，6.4层（7），厚度7×1.07＋4×0.05=7.69㎜，137米,S=0.785㎜2,M=0.96㎏

（6）屏蔽层0.1＋1.15＋0.15=0.4㎜

（7）绕组间绝缘：

4×0.05=0.2㎜

（8）线包总厚度：

2.71+1.252+5.3+0.26+7.69+0.4+0.2=17.812mm,窗口还剩余22-17.812=4.188mm，可以绕下。

导线重量计算公式：

M=（1／4000）×ρπd²L

ρ:

比重，铜：

8.89g/cm³；铝：

2.7g/cm³。

π：

圆周率d：

线芯直径。

单位：

㎜

L:

长度，单位：

米。

重量M=8.89×S×L

三、整流元件选择

整流元件必须留出足够的电压电流余量，否则一旦击穿，直接后果就是烧毁电源变压器，而此时保险丝往往是没有熔断的。

由于次级高压绕组整流滤波输出电压达到450V，所以整流二极管的反向电压必须大于其2倍，选用1000V/35A整流桥。

感到纠结的是要求高可靠性的负偏压整流元件的选择。

手头有快恢复二极管FR-107（1000V，1A），负偏压电路的最大负载电流主要来自阴极跟随器，最大电流20mA，能不能用？

根据MorganJones的著作《电子管放大器》，C滤波电路中整流二极管给滤波电容充电的脉动电流是：

ip=2∏fcVpSin（2∏ft）

其中：

f=50HZ,∏=3.14，c：

滤波电容容量（本案2200uf），Vp:

次级电压峰值（本案：

140V×1.414=198V）,Sin（2∏ft）中的t是充电脉冲时间1ms，括号内的值是弧度，代入上式：

ip=2×3.14×50×0.0022×198×Sin（2×3.14×50×0.001）=136.78×Sin（0.314）=136.78×0.31=42A

查手册FR-107正向峰值浪涌电流Ifsm=30A，小于充电回路浪涌电流计算值，采用有风险，于是在已有的元件中选用600V～800V，10A的整流桥，正向峰值浪涌电流Ifsm=200A。

整流桥都采用日本原装进口的（东芝10J4B41和新电元S10VB60）。

下图是KT88推挽正在工作：

改好的电路图如下。

图中括号外是供电220V时实测电压值，括号内是供电225V时实测电压值。

变压器绕组直流电阻在热态时增大，测出的电压也比冷态时低3V，图中数值是工作6小时后的值。

（二）各级电子管工作点的选择

正确选择电子管的工作点是非常重要的。

对于A类放大，正确的工作点应该是选在Vg—Ia特性曲线直线段的中点，这时失真最小，声音听感也最好。

有的电路将工作点选在Vg—Ia特性曲线弯曲段，靠近屏流的截止区，电子管工作在小电流状态，实际上是处于AB类放大状态，信号振幅大时，就会出现截止失真，设备已经不是工作于高保真状态了。

电子管手册给出的特性曲线是正确选择电子管的工作点的依据，一般用作图法来选择。

（1）前级工作点的选择

为什么要用12AU7（ECC82）代替原来的6N11（ECC88）？

一是因为MorganJones在《电子管放大器》一书中曾推荐用ECC82做前置线路放大，认为它的输入电容最小，而其他低失真的*SN7和*N7的管子Cin都大于50pf，将使f-3db=106KHZ（理想值为131KHZ），导致20KHZ处频响下跌0.15db。

二是因为用示波器观察第二级SRPP电路输出到倒相级栅极方波响应波形有失真，且主要是在信号的下半周的截止失真。

原因是：

原来电路6N11（ECC88）的阴极电阻是1K，负偏电压是3.5V，阳极电压是约100V，从Vg—Ia特性曲线查出，这样的工作点位于曲线弯曲段的下方，已经很接近阳极电流的截止点，信号振幅大时，就产生了截止失真。

要使6N11（ECC88）工作于A类，就要把工作点选在Vg—Ia特性曲线直线段的中点。

作图得出：

当Va=100V，Vg=-2.1V时，Ia=10mA，Rk=220欧，这就是6N11（ECC88）工作于A类的工作点。

见下图：

如果将6N11（ECC88）的工作点改为A类，将使每声道前级增加13mA的电流，电源变压器负荷能力没有问题，但原来的前级稳压电路中的限流电阻必须更换为8.2K。

这个限流电阻要通过至少28mA电流，降掉230V电压，功率约7W，发热量很大，必须在机外安装，但原先在机外直立安装的电阻是1993年从炼钢厂废钢里的国外军用旧电子设备上拆下的，现在买不到这种安装方式的电阻了，更别说特定阻值8.2K的了。

手头有1993年从炼钢厂废钢里的美国和英国军用旧电子设备上拆下的12AU7（ECC82），就查了它的Vg—Ia特性曲线，作图得出：

当Va=100V，Vg=-3.5V时，Ia=3.5mA，Rk=1000欧，此点正位于Vg—Ia特性曲线直线段的中点，这就是说原来的元件不要做任何改变，只要把灯丝电压改为12.6V，改用12AU7（ECC82），就可以使前级工作于A类。

见下图：

12AU7是否适应SRPP电路对放大管特殊要求：

阳极工作电压低、阴极与灯丝间的耐压高？

查电子管特性手册知：

12AU7可以在100V～250V范围内很好工作，在屏压100V、屏流3.5mA时，放大因素仍然保持标准值u=17，跨导是S=1.6mA/V，比标准值（2.2mA/V）小28%。

阴极与灯丝间的耐压是180V，比6N11（ECC88）的150V高不少。

所以12AU7具有6N11（ECC88）那样的阳极工作电压低、阴极与灯丝间的耐压高的特性，见下图：

12AU7阴极电阻两边并联的交流旁路电容不仅影响增益，而且其容量大小对低端频响有很大影响。

原线路电子管是6N11时选用1000uf，我进行了校验，看在12AU7工作点条件下，其容量是否合适。

根据MorganJones的著作《电子管放大器》，电子管本身的阴极等效电阻为：

rk=（RL+ra）/（u+1）

MorganJones在《电子管放大器》一书中指出：

“SRPP电路中，上臂管子的阴极电阻Rk是下臂管子的RL，由于其阻值相当低，这意味着必定有Av＜u。

”

据此，下臂管子的RL=Rk=1K。

电子管的ra和u的值将随阳极静态工作电流大小而变化。

在电子管特性曲线图上作图，Ia=3.5mA下，ra=10k，u=17，代入上式：

rk=（10+1）/（17+1）=0.611K

阴极等效阴极交流电阻rk与阴极偏置电阻Rk是并联关系，阴极总电阻：

rk′=rk‖Rk=（611×1000）/（611+1000）=379.3欧姆

MorganJones的著作《电子管放大器》指出：

“放大器要有良好的低频响应，不止靠正确的幅度响应，还需要相位和瞬态响应所受的影响最小，而相位和瞬态响应涉及的低频端比截止频率低10倍，所以通常将截止频率f-3db选取为1HZ。

”

所以我设定f-3db=1HZ，于是，与RK并联的交流旁路电容的容量为：

Ck=1/2∏f-3dbrk′=1/2×3.14×1×379.3=420uf

最接近420uf的电容量标准值是470uf。

我选用了470uf/16V瑞典长寿命电容，型号：

PEG124。

当然，仍采用1000uf的阴极旁路电容也是可以的，只是它对应于截止频率f-3db=0.5HZ，本机低频响应已经很好（见后面的方波响应），没必要采用这么大的电容。

（2）倒相级和推动级的工作点的选择

倒相级的6SN7和推动级的12AT7也必须工作于A类。

我根据电路中实测的电压和计算的电流，验证它们都工作于Vg—Ia特性曲线直线段。

6SN7的工作点:

Va=180V，Vg=-6.5V，Ia=4.3mA，工作点在直线段中点偏下。

在此工作点下，从6SN7/12SN7特性图上求得：

μ=19.5，Ra=10000Ω=10KΩ，长尾式倒相级两臂的总增益：

A=（μ×RL）/（RL+Ra）

=（19.5×33）/（33+10）

=14.965≈15。

单臂增益是其一半，约为7.5左右，当前级输出电压峰值Vpin=6V时，倒相级单臂输出电压峰值Vpout=Vpin×A/2=6×7.5=45V，Vrms=31.8V

12AT7的工作点:

Va=190V，Vg=-1.6V～-1.8V，Ia=7mA，正好在直线段中点。

由于倒相级6SN7工作在放大状态，所以需要检验其工作点的最大不失真输出振幅是否合适，能否不失真地驱动EL34和KT88。

首先，做出倒相管的负载线。

长尾倒相电路与共阴极放大电路一样，负载线上Ia=0的电压端点是高压电源经负载电阻至阴极的电压，即：

VHT=440V-114V=326V，其中114V是倒相管的阴极电位；负载线上Va=0的电流端点VHT/RL=326V/33K=9.8mA。

在6SN7特性曲线图上连接这两个端点做出负载线，正好准确通过工作点：

Va=180V，Ia=4.3mAVg=-6.5V，由此可见；负载线的作图准确无误。

其次，找出限制点的电压振幅。

沿负载线向左，找到即将产生栅流的饱和点Vg=-1V所对应的电压是90V；向右在相同幅度内没有限制点；于是最大不失真振幅峰值是：

工作点电压与饱和点电压的差值的：

VP=（180V-90V）=90V，这是双臂输出总峰值，单臂是其1/2，即45V，此值可驱动EL34、KT88甚至2A3。

倒相级6SN7的阴极恒流源工作点的设置同样重要。

采用EF89做恒流管是因为1993年从从炼钢厂废钢里的英国和丹麦军用旧通信设备上拆下了十多只EF89，多数测试良好；查手册可得到：

EF89的内阻高达900K，放大系数u=3280，Va＞75V以后屏流曲线比较平坦（屏压Va变动时屏流Ia变化很小），屏流加帘栅极电流超过10mA。

这些特性决定了EF89在低屏压110V时有良好的恒流特性。

EF89的工作点由6SN7阴极电位（也就是EF89的阳极电压）、EF89的帘栅极电压、阳极电流加帘栅极电流流过阴极电阻产生负偏压决定。

6SN7阴极电位就是前级SRPP输出电位加偏压，这个电路里是112V～115V。

EF89的帘栅极电压从手册查出是100V，最好稳定，所以采用了帘栅极100V稳压电路。

选择工作点主要是调整EF89的阴极电阻，（本机调至约200欧），对应的第一栅极偏压约-2.2~-2.3V左右，使6SN7两臂33K输出电阻上的压降为140V左右，对应的阳极电流为4.3mA左右。

根据EF89的内阻Ra、放大系数u和阴极电阻Rk，计算恒流源所呈现的交流电阻：

R=Ra+（u+1）×Rk=900K+（3280+1）×0.2K=1556.2K=1.56M

这数值比常规长尾倒相电路的阴极电阻（20～30K）大了50多倍。

再查EF89曲线检验工作点是否合适，见下图：

EF89的栅压-帘栅压-屏流曲线——栅压-2.3V、帘栅压100V，对应的屏流是8.5mA。

EF89帘栅极电流曲线：

帘栅压100V，栅压-2.3V，对应的帘栅极电流3mA

由下图可见EF89工作于特性曲线的平坦区域。

实际测试表明，管内两边三极管参数完全一致的管子的两臂直流电压没有差异，不完全一致的，两臂直流电压可能有0.5V～2.0V的差异，但是两臂输出的交流电压的平衡度很好，即使屏流很不一致，只要跨导相差不大，输出电压也只有约0.2Vrms～0.3Vrms的差异。

当阴随推动管采用12AT7时，尽管其自身栅压为-1.6～-2V不等，但由于12AT7本身栅压-屏流（Vg1-Ia）特性和阴极深度负反馈作用，对栅压跟随得很好，加到栅极电压是-32V左右，阴极也是-32V左右，相差不过零点几伏，所以麦景图MC-275图中标注12AZ7栅极电压是-57V，阴极也是-57V。

开始我以为MC-275图标错了，实际做出来测量后才明白12AT7就是跟随得这么好。

起初打算将功放级的偏压改为阴极电阻偏压，在底板上增加了2×450欧姆的阴极电阻（美国西电后期黑色的矩形电阻）。

这样的最大好处是：

如果失去负偏压（阴极电阻开路），阳极电流也同时断开；如果负偏压改变（阴极电阻变值），阳极电流也同时改变，保证了功放管的安全。

但是，由于十几年前从废钢场捡来的英国大盾EL34参数稍微有点不对称，推挽输出的两臂电流不完全一致，这不仅使谐波失真不能完全被抵消，而且还会产生交越失真。

所以，为了能用上这些大盾名管，还是采用原先固定负偏压，以便于单独调整偏压，使两管电流对称。

实践表明，原先采用的WXD2-53线绕10圈指针式电位器可靠性很高，负压回路都采用高可靠金属膜电阻，可靠性基本是有保证的。

调试结果是：

各管偏压相差并不大，约0.4V～0.6V，对管子的工作点影响不大。

（3）功率输出级的工作点选择

必须仔细设置EL34和TK88的工作点，使之满足中小音量时工作在A类，大音量时工作在AB1类的要求。

对于EL34比较好办，因为手册给出了栅压—屏流曲线（Vg1-Ia），只要把工作点设置在Vg1-Ia曲线直线段的中点（全A类工作点）偏下一点即可。

对于KT88，没有栅压—屏流曲线（Vg1-Ia），只能根据手册给出工作点条件，到Va-Ia曲线中去找。

最终确定EL34的工作点是：

Va=400V，Vg=－31～－32V，Ia=56mA。

KT88的工作点是：

Va=400V，Vg=－40V，Ia=76mA。

EL34工作点曲线

最终调好EL34三极管接法的工作点是：

Va=400V，Vg=－31～－32V，阴极0.22欧电阻上电压降0.014V，阴极电流也就是Ia+Ig2=63mA

复核EL34工作点与最大功耗：

在最大功耗曲线与Vg=-32V交界处取点，由图可知：

在负偏-32V时，电压可用到420V，电流可用到73mA；在负偏-32.5V时，电压可用到430V，电流可用到70mA。

现在的Va=400V，Ik（Ia+Ig2）=63mA绝对在安全区域内。

做EL34负载线，校验最大不失真输出电压摆幅：

根据MorganJones所著的《电子管放大器》，可以把推挽输出级的其中一臂当作单端输出级对待，因此，取输出级的屏-屏电压800V和屏-屏负载（输出变压器初级）阻抗5.5K的一半，则Va=0时的Ia=400/2.75=145.45mA，取全值也有：

Ia=800/5.5=145.45mA。

Ia=0时，在Va轴的延长线上找到Va=800V的点。

连接Ia=145.45mA和Va=800V两点，正好通过Vg=-31V～-32V的工作点Q，表明负载线正确。

从工作点出发，沿负载线向右，没有遇到限制点，向左遇到出现栅流的Vg=0V，作为限制点，此点对应屏压Va=127V，于是

最大不失真输出电压峰峰值：

Vpp=2×（400-127）=546V

最大不失真输出电压有效值：

Vrms=Vpp/2√2=193V

单管最大不失真输出功率：

P=（Vrms）2/RL=（193）2/2750=14W

两管推挽最大不失真输出功率：

14W×2=28W。

在输出变压器次级扬声器端子测得的电压是15V，P=（Vrms）2/RL=（15）2/8=28W，与在初级计算结果完全一致。

做KT88负载线，校验最大不失真输出电压摆幅：

与EL34同样方法做出负载线：

连接Ia=145.45mA和Va=800V两点，正好通过Va=400V，Vg=-40V，Ia=76mA的工作点Q，表明负载线正确。

从工作点出发，沿负载线向右，没有遇到限制点，向左遇到出现栅流的Vg=0V，作为限制点，此点对应屏压Va=108V，于是：

最大不失真输出电压峰峰值：

Vpp=2×（400-108）=584V

最大不失真输出电压有效值：

Vrms=Vpp/2√2=206.5V

单管最大不失真输出功率：

P=（Vrms）2/RL=（206.5）2/2750=15.5W

两管推挽最大不失真输出功率：

15.5W×2=31W

复核KT88的最大功耗：

在Vg=-40V与最大功耗曲线交界取点，可见阳极电压可以用到418V，阳极电流可以用到96mA。

现在的工作点：

Va=400V，Ia=76mA绝对在安全区域内。

（三）音调控制电路的分析验证

本机音调电路采用SRPP电路。

第一级SRPP电路的负载电阻的选择关系到失真度的大小。

12AU7构成SRPP电路的负载RL=25K时失真度最小。

最终的负载阻抗与RC衰减型音调电路输入阻抗有关。

音调电路输入阻抗在最小值72.5K到最大值602K之间变化。

当电容短路时，即把音调控制呈平坦特性的中频等效的阻抗可计