PFC控制器才重启转换。
如主路电压欠压VVINSENSEVstop（VINSENSE）,仅PFC控制器停止转换，直到VVINSENSEVstart（VINSENSE）PFC控制器才重启转换。
当Vcc脚电压下降到欠压锁定电压以下，两个控制器都停止转换，同时将重新进入安全重启模式。
在安全重启模式，驱动器将停止输出控制，VCC脚电压将通过HV脚重新充电。
图4启动时序，正常工作，再启动时序
7.1.2供电管理
所有的内部参考电压都是通过温度补偿和平衡的带隙电路来产生的，所有的内部参考电流也都是通过温度补偿和平衡的片上电流参考回路来产生的。
7.1.3Latch输入
Latch脚是通用的输入脚，可以用来切断两个控制器（PFC和反激控制器）。
该管脚提供源出电流ILATCH（典型值80uA）。
一旦转换器被关断这个脚的电压降到以下。
最初的启动过程中，LATCH脚的电压达到以上后，开关才启动。
在这个脚没有内部滤波器，内部有一个的齐纳二极管可以对该脚进行过压保护。
7.1.4快速Latch复位
在典型应用中，当主路短时间被中断时可以解除锁存保护状态，无需PFC总线电容Cbus放电来解除锁存保护。
一般情况，当VCC电压降至复位电平PFC总线电容Cbus才放电。
当快速锁死保护触发后，VINSENSE的内部钳位电路失效（参见7.2.10节）。
当VINSENSE电压降到750mV（典型值）之下后重新升至870mV（典型值）上时，锁死保护被解除。
去掉VCC和HV脚上的电压也可以解除锁存保护。
7.1.5过温保护（OTP）
电路提供了一个精确的内部温度保护。
当结点的温度超过了关断温度，IC将会停止转换，一旦过温保护启动，CVcc电容将不再通过HV管脚从主路高压充电。
如果Vcc脚供给电压不足，过温保护由HV脚供电的。
OTP是锁存保护，去掉VCC或HV脚上的电压及用快速锁存复位功能也可以解除锁存保护。
参见7.1.4节。
功率因数校正电路的功能描述
功率因数控制电路工作在谷底转换的准谐振或不连续导通模式。
只有当前一个周期的第二行程结束同时加在PFCMOSFET上的电压达到最小值时下一个周期的第一行程才开始。
PFCAUX脚的电压被用于检测变压器的去磁化及加在外部PFCMOSFET开关上的最小电压。
7.2.1Ton控制
功率因数控制电路通过控制Ton来工作。
这导致了在典型应用中总谐波减少，可以很好地达到D级要求。
7.2.2谷电压开关及去磁化（PFCAUX脚）
PFC的MOSFET在变压器去磁化后才导通。
PFCAUX脚连接的内部电路检测第二行程的结束，也检测PFC的MOSFET上的电压值。
为了减小开关损耗和电磁干扰在PFC的MOSFET上的电压达到最小值时下一个行程才开始（谷底开关）。
如果PFCAUX脚未检测到去磁化信号，控制器将在最后一个PFC栅极信号后产生一个50μS的零电流（ZCS）信号。
如果PFCAUX脚未检测到谷底信号，控制器将在去磁化信号被检测后产生一个4us的谷电压信号。
为了保护内部电路，比如在雷击时建议在此管脚外串接一个5k电阻。
为防止因为外部干扰引发不正常的开关，此电阻在电路板上尽量接近芯片布置。
7.2.3频率限制
为了保证变压器最优和开关损耗最小，开关频率被限制在fsw（PFC）max,之下。
如果准谐振工作时频率高于fsw（PFC）max被限制，系统将转换成非连续导通模式。
在这时，PFCMOSFET只在加在它上面的电压最小时导通（谷底切换）。
7.2.4主路电压补偿（VINSENSE管脚）
功率因数控制器的传递函数的数学方程式包括主输入电压的平方。
在一个典型的应用里，这将导致在主电输入电压低时带宽也低，而在主电输入电压高时主谐波抑制（MHR）要求很难得到满足。
TEA1752（L）T采用一个校正电路来补偿主路输入电压影响。
通过VINSENSE脚可以检测到平均输入电压并把此信息反馈到内部补偿电路。
用这个补偿后使在全输入范围内保持调节环路带宽不变成为可能。
可随着负载阶跃信号有快速响应，也可以达到D级MHR要求。
在典型应用中，调节环带宽范围是通过PFCCOMP脚上一个电阻和两个电容设置的。
7.2.5软启动（PFCSENSE脚）
为防止变压器在启动或打嗝情况时发出杂音，变压器峰值电流IDM,通过软启动功能使其缓慢增加。
此功能可以通过在PFCSENSE脚和电流取样电阻Rsense1之间插入一个并联的电阻RSS1和电容CSS1。
一个内部电流源将此电容充电至VPFCSENSE=Istartup（soft）PFC×Rss1。
电压被限制在VStart（Soft）PFC。
原边电流增加的起始电平及时间常数可以通过改变Rss1和Css1值来调整。
softstart=3×RSS1×CSS1
只要PFCSENSE脚电压低于（典型值），充电电流Istart（soft）PFC会不断充入。
当PFCSENSE脚电压超过软启动电流源开始限制为Istart（soft）PFC。
只要PFC开始开关，
Istart（soft）PFC电流源将关断。
见图5。
当PFC执行软停止时，电阻Rss1和电容Css1也用于防止音频噪声。
图5PFC软启动
7.2.6低功耗模式
当反激控制器的输出功率低时（见部分），反激控制器转换到降频模式。
当反激控制器内部频率低于48KHz（典型值），功率因数校正电路被关闭以保持较高效率。
在PFCTIMER脚接一个电容可延时关断。
（见7.2.7节）
在低功耗模式工作期间PFCCOMP脚被箝位到一个最小电压和最大电压之间。
当PFC再次工作时低箝位电压限制最大功率。
当从低功耗模式返回时高的箝位电压可以确保PFC能在限定时间内返回到额定调节点。
一旦反激变换器离开频率减小模式，功率因数校正电路返回正常工作状态。
反激变换器的内部开关频率升高并被限制在86KHz（典型值）。
7.2.7PFC关断延时（PFCTIMEE脚）
当内部开关反激式控制器的频率下降到低于极限48kHz（典型值），PFC关断。
为了防止由于反激式控制器输出端的负载快速充电而引起的PFC关断，可以通过在PFCTIMER引脚接一个电容来延迟PFC的开关的关闭。
当反激式控制器检测到低功率，便进入频率减小模式，当PFCTIMER引脚电压达到V（典型值）以上，IC的输出为10μA（典型值）电流到PFCTIMER引脚，PFC的是通过执行软停止关闭PFC。
当反激式控制器离开降频模式，一个开关使PFCTIMER引脚电容放电。
当PCTIMER引脚上的电压下降到低于V（典型值），PFC接通（见图6）。
7.2.8两种升压功率因数校正
PFC输出电压取决于主输入电压。
主输入电压通过VINSENSE脚被检测。
如果VINSENSE脚的小于，VONSENSE脚的电流是流出的。
为确保稳定的切换，在两侧插入了200mV。
见图7。
对于低VINSENSE输入电压，输出电流为15μΑ，此电流和接在VOSENSE脚的电阻设定在低主输入电压时PFC的低输出电压。
在高的主输入电压时此电流被切换到零，这时的PFC输出电压为最高值。
此电流为零时不影响PFC输出电压的准确性。
对于适当的关断，VONSENSE脚的电流被替换到最大值15μΑ（典型值），很快VONSENSE脚上的电压降到以下。
图7两种升压PFC电压电流转换功能
7.2.9过流保护（PFCSENSE脚）
通过取样外部MOSFET的的源极的取样电阻Rsense1上的电压，可逐个周期的限制最大峰值电流。
电压是通过PFCSENSE脚来测量的。
7.2.10主电压欠压锁定/欠压保护（VINSENSE脚）
为了防止PFC运行在非常低的输入电压，VINSENSE脚的输入电压是连续取样的。
当这个脚的电压降到Vstop（VINSENSE）之下时，PFC转换将停止。
为了输入电压回复后能快速启动，VINSENSE脚的电压被箝位在最小值Vstart（VINSENSE）+ΔVPU（VINSENSE）。
7.2.11过压保护（VOSENSE脚）
为防止负载和主路电压瞬变时的过压，芯片内建了一个过压保护电路。
当VOSENSE脚的电压超过VOVP（VOSENSE）值时,功率因数控制电路就禁止转换。
当VOSENSE脚的电压一低于VOVP（VOSENSE）值时PFC电路又开始转换。
当VOSENSE脚和地之间的电阻开路时，也可触发过压保护。
7.2.12PFC开环保护（VOSENSE脚）
当VOSENSE脚的电压高于Vth（ol）（VOSENSE）时功率因数控制电路不工作，这将对电路处于开环时及VOSENSE处于短路状态进行保护。
7.2.13驱动（PFCDRIVER脚）
功率MOSFET栅极的驱动电路的电流源有一个典型值－500mA的源出能力和典型值的吸入能力。
它可以使功率MOSFET快速有效的接通和关断。
反激控制器的功能描述
TEA1752（L）T内包含一个反激转换控制器。
反激控制器运行在谷电压开关的准谐振或非连续模式。
反激变压器的辅助绕组提供了去磁检测和启动后对IC的供电。
7.3.1多种模式运行
TEA1752（L）T反激控制器可以运行在多种模式，如图8。
图8多模式运行反激
在大输出功率时，转换器工作在准谐振模式。
下一个转换开通是从变压器电流退磁后开始的。
准谐振模式时，当加在外部MOSFET上的电压最小时转换器导通，（谷电压开关，见7.3.2部分）从而开关损耗最小。
为了防止低负载时高频工作，准谐振运行转换成在谷底开关的非连续工作模式，为减小EMI,开关频率限制到fsw（fb）max（典型值125kHz）之下，当加在外部的MOSFET的电压最低时，外部MOSFET才又开始导通。
在极低功率和待机状态时，芯片通过电压控制振荡器（VCO）控制工作频率下降。
最小频率可减小到零。
在频率减小模式，初级峰值电流保持在一个最小值Ipkmax/4,以保持高效率。
（Ipkmax是最大初级峰值电流，可通过取样电阻和最大取样电压来设置）。
在频率减小运行时由于初级峰值电流低（Ipk=Ipkmax/4）,在转换频率是音频频率内时不会有音频噪声。
此时谷底转换仍在运转。
在频率减小模式PFC控制器停止开关，同时反激最大频率随FBCTRL脚的控制电压线性改变（见图9）。
为了稳定PFC导通和关断，增加了一个回差。
在空载时转换频率可减小到零。
图9反激部分的频率控制
7.3.2谷电压开关（HV脚）
参照图10，当外部MOSFET被激活时一个新的周期启动。
导通时间Ton结束以后（通过FBSENSE电压和FBCTRL电压决定）MOSFET关断，第二个行程开始。
第二个行程结束后，漏极电压以一个接近1/（2×π×（Lp×Cd）1/2）的振荡频率振荡。
式中Lp是反激变压器的初级自电感。
Cd是MOSFET漏极节点电容。
一旦内部振荡器电压再次变高且第二个行程结束，电路等到最低漏极电压后启动一个新的第一个行程初。
如图10显示了漏极电压，谷底信号，第二个行程信号和内部振荡信号的关系。
谷电压转换将允许高频率运行如电容性开关损耗减小,见式1。
高频率运行将使小体积，高性价比的磁芯成为可能。
P=Cd×V2×F/2
（1）
图10谷开关信号
7.3.3电流模式控制（FBSENSE脚）
为了得到好的线性调整率在反激式转换器中经常采用电流模式控制。
初级电流取样是通过采样连接在FBSENSE脚的一个外部电阻RSENSE2上的电压（见图3）并和一个内部控制电压比较。
这个内部控制电压和FBCTRL脚电压是成比例的。
见图11。
FBSENSE脚输出一个3μA电流（典型值）。
此电流通过电阻RS2和RSS2从FBSENSE脚流向取样电阻。
RSENSE2并创建一个偏移电压（见图3）。
用这个偏移电压，可调节最低的反激式电流峰值。
调整最低峰值电流，将改变频率减少速率（见图8）。
图11反激部分的峰值电流控制
7.3.4去磁（FBAUX脚）
系统将始终处在准谐振或断续导通模式。
在前一个第二行程结束之前内部振荡器不会开始启动一个新的第一行程。
去磁特性是通过逐周输出短路保护降低频率（长关断时间），从而降低了功率。
在第一个tsup（xfmr_ning）时间（典型是2μs）期间去磁化识别是被抑止的。
在低输出电压和启动时及应用的变压器有很大的漏感情况下这种抑止可能是必需的。
如果FBAUX脚是开路或没有连接，就被认定为一个错误的状态，转换器就立即停止运行。
一旦错误的状态被解除将会重新开始运行。
7.3.5反激控制/超时（FBCTRL脚）
FBCTRL脚通过一个内部电阻（典型阻值是3KΩ）连接到一个内部电压源，一旦这个脚的电压超过（典型值），这个连接将断开。
一旦高于这个脚就会偏置到一个很小的电流源。
当这个脚的电压高于（典型值），就会假定发生了故障然后开关电路停止工作。
在TEA1752T内部将重新再启动，而TEA1752LT内保护被锁存。
在当把一个小电容连接到这个脚，将执行超时保护功能以防止开环控制。
（见图12和图13）在地和FBCTRL脚之间接一电阻（100kΩ）超时保护功能将失效。
如果这个脚和地短路，反激控制器的开关将被禁止。
在正常的运行条件下，当转换器从最小到最大值范围内调整输出功率，FBCTRL脚的电压将在and（典型值）之间变化。
图12超时保护电路
图13超时保护（信号），安全再启动ETA1752T
图14超时保护（信号），锁存ETA1752LT
7.3.6软启动（FBSENSE脚）
为了防止变压器在启动期间发出噪声，变压器的峰值电流IDM是通过软启动功能慢慢增加的。
这一功能可以通过在FBSENSE（10）脚和电流取样电阻间接入电阻（RSS2）和电容（CSS2）来实现。
一个内部电流源给电容充电到V=Istartup（soft）fbxRSS2,最大近似到。
增加的初级电流的启动电压和时间常数值是可以通过改变外部的用于充电的RSS2和CSS2的值来调节的。
softstart=3×RSS2×CSS2
当Vcc达到Vstart，软启动电流Istart（soft）fb开通。
当FBSENSE脚的电压达到,反激控制器将开始启动。
只要FBSENSE脚的电压低于软启动电流Istart（soft）fb将持续流出。
如果FBSENSE脚的电压超过,软启动电流源将开始限制电流。
反激控制器启动后，软启动电流源关断。
图15反激部分软启动
7.3.7最大导通时间
反激控制器的限制了外部MOSFET的导通时间到40uS（典型值），当导通时间超过40uS时，IC将停止转换并进入安全重启模式。
7.3.8过压保护（FBAUX脚）
GreenChipIII系列都有输出过压保护。
TEA1752（L）T的这一功能是通过第二行程期间取样辅助绕组电压并把其转换成电流使此电流流进FBAUX脚来实现。
辅助绕组电压很好的反映了输出电压。
.通过一个内部滤波器可以滤除电压的尖峰。
如果输出电压超出了过压保护的极限电压，内部计数器开始计算随后的过压保护事件。
通过增加计数器可察觉到可能是在ESD或闪电期间引发的错误过压保护事件。
如果输出电压超过了过压保护极限电压几次后在随后的周期没再出现，计数器将以增加计数的速度的两倍速度倒计数。
无论如何，在典型的八个周期里检测到过压保护事件，IC就假定发生了真实的过压保护，过压保护电路就会使功率MOSFET关断。
一旦保护锁定，在内部锁存器复位后转换器就会重新启动。
在典型应用中，复位内部锁存器时主路将会被中断。
输出电压过压值Vo（OVP）可以通过去磁电阻RFBAUX来设置。
VoOVP=NsIovpFBauxRFBaux+VclampFBAUXNaux
Ns是变压器次级绕组的匝数，Naux是变压器辅助绕组的匝数。
IOVP（FBAUX）是内部设置的电流。
RFBAUX的值可根据变压器的匝数比进行调节，来实现精确的过压保护。
7.3.9过流保护（FBSENSE脚）
变压器的初级峰值电流可通过外接的取样电阻Rsense2逐个周期的准确测试。
OCP过流保护电路把FBSENSE脚的电压限制在内部电压之内（也可参考7.3.3部分）。
为了防止开关导通时的尖峰错误触发，在上升沿消隐期tleb过流保护检测被抑制。
图16过流保护上升沿消隐
7.3.10过功率保护
在反激变换器的第一行程导通期，通过取样FBAUX脚的电流便可测量反激变换器的输入电压。
此电流信息用来调节反激变换器的峰值漏极电流，通过测量FBSENSE脚来获得此
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