通信原理实验二教材.docx

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通信原理实验二教材

实验六增量调制实验

、实验目的

1.加深理解增量调制系统的基本工作原理及电路组成；

2.学会对增量调制系统工作过程的检查和测试方法；

3.熟悉增量调制系统在不同抽样速率下跟踪输入信号变化率的性能；

4.准确建立关于一般量化噪声、过载噪声及最大量化信噪比的概念；

5.了解自适应压扩式增量调制减少量化噪声的原理。

、实验内容

1.在系统输入信号幅度为零的情况下，测量系统的跟踪斜率k（积分台阶σ及抽

间隔Δt，k=σ/Δt），并在时间上对应画出系统各点波形；

2.改变系统输入正弦信号的幅度与系统抽样频率的数值，分别测量系统处于起始编码、编码及临界编码状态下的系统输入信号幅度，测算简单增量调制实验系统编码的动态范围【

】；同时分别画出系统各观察点在输入信号一周期内所对应的波形；

3.简单增量调制实验系统最大量化信噪比的测量

4.以简单增量调制系统为参照物，在系统抽样频率为38.4kHz下，改变音频信号

的幅度，测量压控式自适应ΔM实验系统编码的动态范围；，观察数字压扩式增量调制

系统的量化台阶σ随输入信号m（t）统计特性变化而变化过程；

5.将音频信号换为麦克风输出信号，聆听扩张译码器输出的语音效果。

、实验仪器

1.GOS-630FC型双踪示波器一台；

2.增量调制实验系统一套；

3.BS-1失真度仪一部（或TDS2012数字存储示波器一台）；

4.LPS-305型双路稳压电源一台；

5.耳麦一套。

四、实验原理

增量调制（ΔM）和脉码调制（pcm）是将模拟信号数字化的最常用的两种方法。

pcm信号的代码表示了被量化的模拟信号抽样值；为了减少量化噪声，需要较长的代码及较复杂的设备。

而ΔM是用一位二进制码组成的数字信号序列来完成模拟信号的数字化，设备较简。

我们知道ΔM可以视为pcm的一个特例。

它只用一位二进制码组成的数字序列表征数字化前的模拟信号，它仅表示抽样时刻波形变化的趋向，这是ΔM与pcm质的区别。

一个语音信号m（t），如果抽样速率很高（远大于奈奎斯特速率），抽样间隔很小，那么相邻样点之间的幅度变化不会很大，相邻抽样值的相对大小（差值）同样能反映模拟信号的变化规律。

若将这些差值编码传输，同样可传输模拟信号所含的信息。

此差值又称“增量”，其值可正可负。

这种编码方式，就称为“增量调制”（DeltaModulation），缩写为DM或ΔM。

为了说明这个概念，我们来看图6.1。

图中，m（t）为模拟信号，可以用一个时间间隔为Δt，相邻幅度差为＋σ或－σ的阶梯波形m'（t）逼近它；其中，σ为量化台阶，Δt＝Ts为抽样间隔。

只要Δt足够小，即抽样速率fs=1/Δt小，则阶梯波m0（t）可近似代替m（t）。

图6.1增量编码波形示意图

阶梯波m0（t）有两个特点：

第一，在每个Δt间隔内，m0（t）的幅值不变；第二，相邻间隔的幅值差不是＋σ（上升一个量化阶），就是－σ（下降一个量化阶）。

利用这两个特点，用“1”码和“0”码分别代表m0（t）上升或下降一个量化阶σ，则m0（t）就被一个二进制序列表征（见图4.1横轴下面的序列）。

于是，该序列也相当表征了模拟信号m（t）。

实现了模／数转换。

除了用阶梯波m0（t）近似m（t）外，还可用另一种形式－－图中虚线所示的斜变波m1（t）来近似m（t）。

斜变波m1（t）也只有两种变化：

按斜率σ／Δt上升一个量阶和按斜率－σ／Δt下降一个量阶。

用“1”码表示正斜率，用“0”码表示负斜率，同样可以获得二进制序列。

由于斜变波m1（t）在电路上更容易实现，实际中常采用它来近似m（t）。

与编码相对应，译码也有两种形式。

一种是收到“1”码上升一个量阶（跳变），收到“0”码下降一个量阶（跳变），这样把二进制代码经过译码后变为m0（t）这样的阶梯波。

另一种是收到“1”码后产生一个正斜率电压，在Δt时间内上升一个量阶σ，收到“0”码后产生一个负斜率电压，在Δt时间内下降一个量阶σ，这样把二进制代码经过译码后变为如m1（t）这样的斜变波。

考虑到电路上实现的简易程度，一般都采用后一种方法。

这种方法可用一个简单的RC积分电路，即可把二进制代码p0（t）变为m0（t）这样的波形，如图6.2所示。

图6.2积分器译码原理

从ΔM编、译码的基本思想出发，我们可以组成一个如图6.3所示的简单ΔM系统方框图。

发送端编码器是相减器、判决器、积分器及脉冲发生器（极性变换电路）组成的一个闭环反馈电路。

其中，相减器的作用是取出差值e（t），使

。

判决器也称比较器或数码形成器，它的作用是对差值e（t）的极性进行识别和判决，以便在抽样时刻输出数码（增量码）p0（t），即如果在给定抽样时刻ti上，有

则判决器输出“1”码

则判决器输出“0”码（6-1）

图6.3简单增量调制的组成框图

积分器和脉冲产生器组成本地译码器，它的作用是根据p0（t），形成预测信号m0（t），即p0（t）为“1”码时，m0（t）上升一个量阶σ，p0（t）为“0”码时，m0（t）下降一个量阶σ,并送到相减器与m（t）进行幅度比较。

（注意，若用阶梯波m'（t）作为预测信号，则抽样时刻ti应改为ti-,表示ti时刻的前一瞬间，即相当于阶梯波形跃变点的前一瞬间。

在

时刻，斜变波形与阶梯波形有完全相同的值。

）

接收端解码电路由译码器和低通滤波器组成。

其中，译码器的电路结构和发送端的本地译码器相同，用来由p0（t）恢复m'（t）。

低通滤波器的作用是滤除m0（t）中的高次谐波，使输出波形m'（t）更加逼近原来的模拟信号m（t）。

前面介绍的ΔM原理中，量阶σ是固定不变的，称为简单增量调制。

它的主要缺点是量化噪声功率是不变的，因而在信号功率S下降时，量化信噪比也随之下降，如下式所示

（6-2）

所以，在38.4kHz的抽样频率下，若S／N最低限值为15dB，信号的动态范围只有11dB左右，远远不能满足通信质量的要求（35~50dB）。

除非抽样频率大于100kHz，才能具有实用意义。

改进简单增量调制动态范围的方法很多，其基本原理是采用自适应方法使量阶σ的大小随输入信号的统计特性变化而跟踪变化。

如量阶能随信号瞬时压扩，则称为瞬时压扩ΔM，记作ADM。

若量阶σ随音节时间间隔（5~20ms）中信号平均斜率变化，则称为连续可变斜率增量调制，记作CVSD。

由于这种方法中信号斜率是根据码流p0（t）中连“1”或连“0”的个数来检测的，所以又称为数字检测音节压扩的自适应增量调制，简称数字压扩增量调制。

图6.4给出了数字压扩增量调制的方框图。

图6.4数字压扩ΔM原理框图

图6.4和6.3相比较，其差别在于增加了连“l”连“0”数字检测电路和音节平滑电路，脉冲幅度调制器代替了固定幅度的脉冲发生器。

连“1”连“0”数字检测电路如图6.5所示。

图6.5连“1”连“0”数字检测电路

根据ΔM的原理可知，若输入信号斜率很大，ΔM编码输出信号将出现连“1”或连“0”。

因为ΔM的最大跟踪斜率为σ/TS。

当超过σ/TS后，信号斜率始终大于（或小于）本地译码信号的斜率，所以出现连“1”或连“0”。

一旦出现多个连“1”或连“0”，数字检测电路将输出一个一致脉冲送往平滑电路。

平滑电路实际上是一个积分电路，它的时间常数与语音信号的音节相近（5～20ms）。

因此，它的输出信号是一个以音节为时间常数的缓慢变化的电压（在分析中可认为在音节时间间隔内近似不变），并与语音信号的平均斜率成正比。

由于量阶大小直接反映重建信号的斜率σ/TS，且随脉冲幅度调制器输出连续可变，所以这种数字检测音节压扩的ΔM方式又称为连续可变斜率ΔM（CVSD）。

下面我们简单分析一下连“0”数字检测电路的工作过程。

图6.5由三级移位寄存器、四与非门、积分器台阶发生器等组成。

数字检测的控制电压是根据码流中四个连“1”或者四个连“0”的数目来提取的。

当四个相同极性的数字脉冲出现时，控制电压有输出，使量化台阶电压σ增大。

移位寄存器的作用是在时钟脉冲源cp的作用下，保证相邻四位作下列逻辑运算

（6-3）

当有四个以上码元符号相同时，输出Z为低电平；反之为高电平。

通过电压变换和RC音节平滑滤波器电路，取得控制电压VC去控制台阶发生器，从而产生可变台阶电压σ。

当控制电压由零变为最大值时，台阶电压也从零变为最大σMAX。

实际上σ为零的情况是不容许的，因为这将导致ΔM无法对小信号编码。

为了保证控制电压为零时，不发生台阶电压为零的状态，在可变台阶发生器上加一个小的恒定电压σr，使台阶发生器产生一个最小的σ，以便对小信号编码。

五、实验方案

这里介绍两个方案。

方案一是分立元件及中小规模集成电路组成的简单增量调制实验方案；方案二是集成数字压控扩增量调制实验方案。

两个方案放在一个机箱内，如图6.6所示。

图6.6增量调制实验机箱的面板图

面板设计时，将简单增量调制实验系统放在模块的上方，实验内容大部分在该模块上完成，数字压扩增量调制实验模块放置在面板下方，能完成通话实验，且话音的清晰度和自然度均良好，在完成基本的实验内容、学习和感悟简单增量调制工作原理、工作过程、测试手段之后，通过视觉和听觉进一步体验克服量化噪声和过载噪声的技术措施带来的益处。

（1）增量调制实验系统中的信号源

图6.3和6.4的方框图中都包含两个信号源m（t）和时钟脉冲cp。

关于信号源的实验，我们曾在实验二中详细研究过。

用在增量调制实验系统中的信号源主要有两个，即1.2kHz的正弦信号产生器和38.4kHz/19.2kHz抽样时钟（由面板上的开关来切换），它的组成方框图如图6.7所示。

图6.7定时信号及正弦信号产生电路的电原理图

工作原理是11.0592MHz晶体振荡器输出，经除288、除2电路后，分别产生38.4kHz和19.2kHz的定时脉冲，其脉冲宽度为1μs，两种抽样脉冲可通过面板上的开关选择。

对19.2kHz进行

分频后得到1.2kHz的方波信号，经低通滤波器取其基波便得到了正弦信号，其幅度可通过电位器W6在0~3.5V伏范围内连续变化。

（2）简单增量调制实验模块的编码器

简单增量调制实验系统的编码线路图如图6.8所示。

图6.8简单增量调编码器的电原理图

图中，T1、T2.、T3三个晶体管和R11、R12、C2组成正负台阶发生器。

p0（t）回馈到T1、T2基极作为极性控制信号，当误差信号e（t）>0，74LS74（D触发器）Q端“1”使台阶发生器输出正台阶（+σ）；e（t）<0时，台阶发生器输出负台阶信号（-σ），由于R11、R12、C2取值较大，保证了线性，因而在C2上的输出电压就是本地译码器的输出电压m0（t）。

当“信号输入端”的音频信号m（tr）=0，使p0（t）的输出码型为1010…这样的“1”、“0”交替码，调整W5就是为了使系统在静态时工作状态为最佳（保证正负台阶电压相等）；台阶电压的幅度可以通过调整W1来改变。

众所周知，改变W1的阻值可以改变T1、T2负反馈的深度，当W1调至小阻值时，负反馈变弱，在抽样间隔Δt内，台阶σ就高；当W1调至大阻值时，负反馈变强，流经T1、T2的电流变小，台阶σ变低。

实验中，我们调W1使σ=100mV,这样在抽样频率选定（38.4kHz/19.2kHz两档）后，该系统的固有跟踪斜率就确定了。

系统固有跟踪斜率K、抽样间隔Δt、积分台阶σ之间的关系为

（6-4）

在正常通信中，不希望发生过载现象，因此系统固有斜率K的给定，实际上是对输入信号的一个限制。

现以正弦信号为例来说明。

设系统输入为

则其斜率为

可见输入信号的最大斜率为AΩ，为了保证不过载，应要求

（6-5）

由此推得临界过载振幅为

（6-6）

可见，当信号斜率一定时，信号幅度值随信号频率的增加而减小，这将导致音频的高频段量化信噪比下降，这是简单增量调制不能实用的原因之一。

同样，对能开始正常编码的信号最小振幅Amin也有要求，最小编码电平为

（6-7）

因而，简单增量调制实验系统编码的动态范围为

（6-8）

实验中，信号的频率为1.2kHz，取样频率为38.4kHz，编码动态范围可以从理论上计算出来

或

经理论计算证实简单增量调制的编码动态范围较小，这是它不实用于话音信号数字传输的又一原因。

T4为相减器，m0（t）加在其基极，m（t）加在其发射极，两个信号在相减器中进行相减运算，在其集电极输出

的误差信号。

T5、、T6和D触发器组成判决电路，在抽样时刻对e（t）进行判决。

T5、、T6集电极的供电是由宽为1μs的窄脉冲提供的，这样保证了判决的响应速度。

（3）简单增量调制实验模块的译码器

译码器的线路如图6.9所示。

它的责任是把来自信道的ΔM码流重建成音频信号，其中收译码器的电路与发端本地译码器完全一样，在T10射极接有巴特沃尔什低通滤波器和放大器，低通滤波器的3分贝带宽为3400Hz，滤除了重建信号中的无用信号分量，使噪声干扰减少、恢复信号m（t）波形平滑。

图6.9简单增量调制接收端的电原理图

（4）集成化数字压扩增量调制系统

MC3518及采用MC3518单片构成的单积分数字压扩增量调制器的电路如图6.10（a）、（b）、（c）所示。

图（a）MC3518原理图和外形图

图（b）单积分ΔM调制器电路图（c）单积分ΔM解调器电路

图6.10单积分数字压扩ΔM调制器

图中，引脚15接VCC/2电压，保证单片工作在调制状态下。

引脚12接两个硅二极管到地，通过单片内部VCC/2稳压和R1，保证12脚上的电压是1.4V，这一电压是MC3518与TTL电路接口所要求的，它为数字码流与时钟脉冲输入MC3518提供了接口电平。

图中，C1为耦合电容，R3、R4为MC3518的偏置电阻，C2、C3为交流旁路电容，防止交流信号流入直流电源。

图中主要的外接元件有音节平滑滤波器、单积分RC网络、量阶控制电阻Rmin、Rx。

音节平滑滤波器由接在“11”、“3”两个引脚的RP、RS、Cs组成。

数字检测四连“1”连“0”一致脉冲信号Z从11脚输出，Z经音节平滑滤波器形成控制电压送入MC3518的3脚。

该控制电压相当于话音音节时间间隔（10ms量级）内一致脉冲电压的平均值。

单积分RC网络由MC3518的内部运放和外接阻容R、C组成。

在MC3518的“6”、“7”两个引脚上外接了R和C两个元件，构成了恒流源积分器，保证了线性积分。

“7”脚的输出即为本地译码器的输出m0（t）。

量阶控制由MC3518内部的V/I转换器和外接电阻Rmin、Rx组成的。

其中Rmin决定了最小量阶电流值，Rx决定了最大量阶电流值。

按图中所标阻值，控制电路的量阶电流压缩比可达49dB。

（5）单积分ΔM解调器

采用MC3518实现的单积分ΔM解调器电路图如图6.10（c）所示。

和单积分ΔM调制器相比，16引脚经10kΩ下拉电阻与地相连。

数字码流从13脚输入，解码输出从7脚引出。

（6）低通滤波器

MC3518“7”引脚输出的重建信号，经低通滤波器、功率放大器，便能激励耳机完成试听的实验。

低通滤波器、功率放大器的组成电路如图6.11所示。

图6.11低通滤波器、功率放大器的组成电路

六、实验步骤

本实验系统的面板如图6.4所示。

图中给出了系统组成框图及测试孔，实验时请按下列步骤操作

①在实验板未接电源前，把稳压电源的电压值分别调到+12V、-12V。

然后关闭电源。

并按照实验板电源插孔标出的值无误地接入电源；

②把示波器、电源、实验板三者的地线可靠地连接在一起；

③开启稳压电源和示波器，用GOS-630FC型示波器分别在“正弦信号产生电路”的输出孔和“定时脉冲产生电路”的输出测试孔上观察是否有正常输出；

④将系统输入信号（面板上的“信号输出”孔）和“信号入”用导线连接起来，并将定时脉冲开关K置于38.4kHz位置上；

⑤将GOS630FC型示波器探头之一接在“正弦信号输出”端，灵敏度选择开关置于V/cm档级，调电位器，使正弦信号的幅度为零；

⑥将GOS630FC型示波器“显示方式”开关置于“交替”位，同时观察编码器和译码器输出p0（t）、m0（t）的波形。

由于这时m（t）=0，所以编出的正确码流为

这样的交替码。

如果不是这种码型，则调面板上的“0、1交替旋钮”，至调出的码流正常为止。

然后调“σ调节旋钮”，把本地译码器的输出幅度调至100mV（用示波器读取该值，方法是灵敏度选择开关置在0.01V/cm档级，灵敏度微调旋钮调至校准位，考虑到示波器探头对信号有

倍的衰减，所以波形的幅度应占一格）。

记下此值即为台阶电压σ，测出抽样间隔Δt，计算出系统的跟踪斜率K，分别画出p0（t）、m0（t）的波形；

⑦缓慢旋动正弦信号的“幅度”旋钮，使系统输入信号的幅度增大，用示波器观察编码器输出波形m（t）与本地译码器输出波形m0（t）以及系统输入信号波形m（t）与系统输出波形m΄（t），同时，也注意观察量化误差波形e（t）。

第一步，观察起始编码状态。

信号m（t）由零缓慢增大，用示波器监视本地译码器的三角波，当三角波开始起伏时，系统即工作在起始编码状态，停止增大m（t），记录这时m（t）的幅值即为AMAX，画出一周期内所对应的p0（t）、m0（t）、m（t）、m΄（t）的波形。

第二步，观察编码状态。

继续增大m（t），系统在dm（t）/dt=K的范围内都能跟踪输入信号m（t），选择一适当的m（t），记下其幅值，画出这一m（t）在一周内所对应的p0（t）、m0（t）、m΄（t）的波形。

第三步，观察临界过载状态，记下这时的m（t）幅值即为AMAX，画出p0（t）、m0（t）、m（t）、m΄（t）的波形。

关于dm（t）/dt=K的含意如图6.12所示；

图6.12实验判别临界过载状态的示意图

起始编码、最佳编码与临界过载编码状态下的典型波形照如图6.13（a）、（b）、（c）所示。

（a）起始编码状态下m（t）与m0（t）波形照

（b）最佳编码状态下p（t）与m0（t）波形照

（c）临界编码状态下m（t）与m0（t）波形照

图6.13起始编码、最佳编码与临界过载编码状态下的典型波形

⑧将失真度仪接在“恢复信号”插孔上，并将示波器插入译码器测试孔，然后旋动“幅度”旋钮，使m（t）逐渐加大至临界过载点，这时失真度仪上的数值的倒数即为量化信噪比。

微调“幅度”旋钮，观察失真度仪最小点，这时可求出最大量化信噪比：

（6-9）

式中X为失真度。

其测试连接图如图6.14所示。

图6.14最大量化信噪比测试连接图

也可以通过频谱图来观察失真情况。

其观察方法是，将TDS2012示波器分别接在原始信号和恢复信号上，使用该示波器的如前所述的“FFT”功能。

图6.15是输入1.2kHz单频信号的频谱，由图可见信号的频谱较纯；图6.16是起始编码状态下恢复信号的频谱结构，对比图6.15和6.16两图可见，在起始编码状态下，恢复信号的频谱中有1.2kHz奇次谐波分量，这表明一般量化噪声对恢复信号有较大的影响，致恢复信号有较大的失真；图6.17是临界编码状态下恢复信号的频谱结构，对比图6.15和6.17两图可见，在临界编码状态下，恢复信号的频谱中也有1.2kHz奇次谐波分量，且由图6.16和图6.17的对比中不难发现，谐波强度发生了改变，这表明过载噪声对恢复信号有更大的影响，同样导致恢复信号有较大的失真；图6.18是最佳编码状态下，恢复信号的频谱结构，由图可见在该状态下，恢复信号的频谱结构与原始信号的频谱结构很相近，表明失真度较小。

图6.15输入模拟信号的频谱（1.2kHz单频信号）

图6.16起始编码状态下的恢复信号频谱

图6.17临界编码状态下的恢复信号频谱

图6.18最佳编码状态下的恢复信号频谱

以失真度的测量计算公式

式中V1为基波分量的有效值；V2、V3…分别为二次谐波、三次谐波分量的有效值。

实验者先从频谱结构图中读出各谐波分量的幅度值，再计算出各种编码状态下的失真度γ。

⑨将定时开关置于“19.2kHz”位置上，重新完成（5）~（8）的步骤。

⑩将定时开关置于“38.4kHz”位置上，1.2kHz正弦信号输入于单积分数字压扩ΔM调制器，完成（5）~（8）的步骤；将音频信号换为麦克风输出信号，聆听扩张译码器输出的语音效果。

七、实验讨论

1．ΔM与PCM虽然都是以二进制代码来表征模拟信号，但PCM以代码表示抽样值自身的大小，需要的码位数较多，致编译码的设备较复杂，而ΔM以相邻码的相对大小表征抽样时刻波形的变化趋势，是m（t）与m0（t）斜率比较的结果，与抽样值的大小无关，编译码设备较简单。

2.简单增量调制实验系统在抽样频率给定，量化台阶固定前提下，唯一地给出了固有斜率，因而间接地限定了编码的动态范围，使其适用性受到限制，正是上述局限性，才揭示了增量调制系统的内部特性。

首先m（t）和时钟源来自同一振荡器，它们相干，为我们在编码器工作于不同状态下分析、观察系统提供了稳定的波形显示：

在m（t）=0时，我们可以测系统的固有跟踪斜率；在m（t）幅度缓加到σ/2附近，我们可以测量得到最小编码电平Amin，可从观察量化噪声对系统性能的影响；在m（t）幅度较大时，可以观察到最佳编码状态；在m（t）幅度过大时，可以观察到过载噪声对失真度的影响，并测出系统的最大编码电平Amax；在m（t）幅度太大时，m0（t）完全不跟踪m（t）的变化。

其次，通过各观察点波形对比来加深理解系统各单元的工作原理、波形转换过程，有助于我们了解系统工作的原理与过程。

3.欲使简单增量调制具有使用意义，必须采用自适应方法，使量阶的大小随输入信号的统计特性变化而跟踪变化。

这种思想方法就是目前所倡导的创新思想，我们应树立这种创新意识。

八、实验报告及要求

（1）.各项测试内容的数据准确，波形逼真，时间关系无误。

（2）.用每项实验内容中测试的数据及波形来说明简单增量调制系统的实际过程及其

主要特性。

（3）.实验中测出的各项指标应与理论值比较，并分析误差的主要原因。

（4）.简单增量调制系统存在什么主要问题，应如何改进。

（5）.简单增量调制的编码器在输入信号为零时，输出的“0”、“1”交替码是如何产生的?