手机射频.docx

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手机射频

什么是手机射频

简单地说，手机射频（RF）就是收发信息或通话过程中，信号的接收和发送所必需的那部分

影响手机射频的两个因素

  手机射频的2个影响因素主要为

   1.天线的集成度,现在的手机为了外观小巧,很多天线集成在手机内部,对射频有影响,为了达到良好的效果,手机要更大的射频功率以维持正常工作,这样的话,会对人体产生一定的影响

   2.接收机的特性对手机射频也有音响,差的接收机会让用户收听到低质量的声音,使用户丢失基站信息并且造成呼叫断线.

GSM手机射频系统分析与研究

   文章首先介绍了GSM手机的RF部分功能,从最原始的二次模拟变频开始,到现在出现的零中频方式,再到最新的采用DSP技术的数字低中频二次变频,分析了几种变频方法的优缺点,其中提出的最后一种数字变频方式更有利于现在新技术的应用,而且已有类似方案出现,而且在国内被一些厂家采用.在信号调制方面,对上变频的过程中的GMSK信号调制做出详细分析,结分别对不同压缩带宽的GMSK调制信号在误码率方面的影响做出比较分析,提出对现有的GMSK（BT=0.3）的调制方式改进在技术上实现的可能性,希望能在兼顾误码率效果和邻道干扰方面寻求一种更好的动态平衡效果,保证通信质量.

   1引言

   GSM数字移动通信系统是由欧洲主要电信运营者和制造厂家组成的标准化委员会设计出来的,它是在蜂窝系统的基础上发展而成.随着大规模集成电路器件和微处理器技术的发展以及表面贴装工艺的广泛应用,蜂窝移动通信有了实现的技术基础.我国陆地公用蜂窝数字移动通信网GSM通信系统采用900MHz频段:

905～915（移动台发、基站收）950～960（基站发、移动台收）,后来扩展到1.8GHz频段的DCSI800, 1710～1785（移动台发、基站收） 1805～1880（基站发、移动台收）,因为后来扩展到1.8GHz频段只是在载波频段上不同,所以本文在很多时候主要针对900MHz频段进行讨论,文中结合了现今MOTOR,ADI,SILICOND等一些GSM射频方案,在信号调制方面进行分析.

   2.1传统的二次变频简介与分析

   传统GSM蜂窝手机是一个工作在双工状态下的收发信机.一部移动电话总的包括射频部分、基带部分;其中射频部分包括接受和发射部分,基带部分包括数字逻辑,电源管理和显示部分.射频系统由射频接收和射频发射两部分组成.射频接收电路完成接收信号的滤波、信号放大、解调等功能;射频发射电路主要完成语音基带信号的调制、变频、功率放大等功能.手机电路中不管是射频接收系统还是射频发射系统出现故障,都能导致手机不能进入GSM网络.射频电路则包含接收机射频处理、发射机射频处理和频率合成单元.传统的机型很多采用二次变频,若接收机射频电路中有两个混频电路,则该接收机是超外差二次变频接收机.超外差二次变频接收机的方框图如图1所示.

   图1超外差二次变频接收机

   二次变频接收机多了二个混频器及一个VCO,这个VCO在一些电路中被叫做IFVCO或VHFVCO.诺基亚手机、爱立信手机、三星、松下和西门子等手机的接收机电路基本上都属于这种电路结构.在这种接收机电路中,若RXI/Q解调是锁相解调,则解调用的参考信号通常都来自基准频率信号.这中采用二次变频的方法在第一次混频,即下变频多采用71MHz.这种模式有其自身的缺陷,成本很高;需要很多的分立的元件;存在镜像干扰的问题;在多模多频的情况下,如中国就是采用900MHz和1800MHz,如果是出口的手机还需要更多的中频率滤波器,因为有些国家就是用的850MHz,和1900MHz.

   2.2零中频优缺点分析

   后来随着发展又出现直接变频的方式,现在国内,以国际上很多采用的是直接一次变频的方式,主要是采用零中频方式.在这一方面做的好的有ADI公司,一次变频如图2有其自身的好处如:

更高的集成度,减少了中频滤波器,中频锁相环路,中频频率为零,不存在镜像干扰问题,但是它也有其自身的缺限,直流分量和低频干扰信号将会影响接收信号,现今ADI已有AD6539等IC产品出来.

   图2零中频接收机

   2.3数字低中频采用

   为解决上面的一系列问题采用隔离型数字低中频.如图3,这样还是保证了其高的集成度;同样也没有中频滤波器,中频锁相环路,消除了镜像干扰,150KHz中频滤波很好的带宽选择性,由于每信道为200KHz,这样很好的消除了直流分量和低频干扰的问题.还可以防止本振荡的自身耦合和混频对接受信号的干扰.但是他就增加一个数字混频器.

   这样对如手机的PCB布板是很有很大好处的,因为很多手机主板都是用的6层板,少量的是用的是8层板,除了地线,和几个从LDO出来的电源线外,多数信号线采用的4mil线宽,当然射频接受的I/Q信号线就采用的8mil,从天线开关出来向耦合器和天线走的布线就考虑很多了,线宽,走向,虽然有匹配网络来满足50欧姆功率传输功率匹配,但是一开始的走向影响是很大的,一旦布下去就最好不要经常改动,如果是同样的RF方案的话,最好追寻一种最好的布线就不要经常动了.因为在很多RF测试中和EMC测试的时候,是要花很多时间的,这样做很大的增加开发周期.所以如果外围电路得不到简化的话,射频性能很难得到改善,现在国内很多厂家的天线技术都不是很好,阻抗值,方向性都做得不是特别的精确,就算是上面的天线都正常,精确,但是手机有个很大的特点就是Layout的空间很小,非常有限,所以很多的布线规则,如本振的底下不要走线,时钟信号要与敏感的信号线分开等,而且尽量避免FPC对射频部分的影响.这些都不能兼顾,如果说在RF部分能够留出足够的空间的话,就能更多的考虑RF的电路效应,以前都只是在功率传输,点测,和外场EMC的测试效果来分析,如果能留出更多的板内空间来进行EMC分析和微带线的耦合考虑,将会有更好的RF效果,当然前提是这些射频元件的指标都准确.目前Silicon公司有类似IC出现.

   图3数字低中频接收机

   3.1GMSK调制在GSM系统中的优缺点分析

   GMSK调制方式的改进,为了获取良好的通信质量（QOS）,提高系统的冗余量,降低邻道干扰,在最大程度减小误码率BER,现在有一个矛盾就是在移动通信系统中降低临道干扰和减小误码率BER之间种是有不可同时达到最好状态的矛盾[1].先从GMSK进行分析,GMSK是从MSK转化过来在前面加了Gaussian-LPF.加此滤波器的作用就是一种预调制,这样可以让数字信号的频谱进一步衰减,来减小对别的频段干扰,尤其是对邻近信道的干扰,通过Agilent公司的ADS（AdvancedDesignSystem）仿真软件模拟如图4:

其中每信道的带宽为200KHz.

   图4GSM单一信道频谱仿真

   下面对高斯滤波器进行时域分析,

   其中:

   B为下降3dB带宽,T为每位码元周期,由于GSM采用TDMA方式所以每信道为8个时隙,每个时隙分给一个用户,共8个用户,显然尽量保持原有系统兼容性,T不能随意更改.

   3.2GMSK信号分析

   所以,我们尽量分析通过修改高斯滤波器从B开始分析,现在国内很多采用BT=0.3的GMSK调制方式,要求是邻道干扰<60dB,随着BT值的减小邻道干扰将进一步减小,首先必须承认一个事实就是BT值还是能进一步减小,比如,日本就是用的BT=0.25GMSK,目前有下面这些情况;现有的手机都是和基站通信或者和相关基站的直放站通信,不同的基站的发射功率,这主要和某覆盖区的用户密度和数量有一定关系,一般城区用户密度高,所以基站多,每基站相对覆盖范围小,尤其是在商业繁华区,但是乡村的情况正好相反,在很大的范围内用户数量有限制,所以相对基站的覆盖范围都很大,但是不同的区在不同的时间内用户程度会有所变化,一般商业区在非正常工作时期用户的数量会减少,娱乐场所密集的地方在非正常工作时间却会出现用户数量猛增等等,所以种种上述问题,希望研究出一定的动态调节功能,在这里主要是动态调节B,将B定为B（x）;虽然在基站架设和信道分配时候就将同信道重复使用时在物理空间上有意识的隔开了距离.因为随着以后的发展,城市的用户密度会更进一步的提高,可能会需要更多的基站,这样在高密度的情况下还保持通信成功就要解决干扰问题,本文主要讨论从减小邻道干扰入手,这样B（x）的值就要下调,同样BER受到影响[3].下图5为GMSK调制信号流程

   图5GMSK信号调制流程

   首先设进入GPLF的NRZ信号[2]为:

   进入PLF后

   经过积分器后:

   最后

   分別取cos与sin作I、Q调变,再乘上载波（carrier）:

   其中:

   3.3码元仿真分析

   因为GSM的传输速率是270Kb/s,所以每位码元的时间为3.69us.因为现在广泛用的是BT=0.3的传输系统,下面对BT=0.2和BT=0.1时作出分析.

   下图6是对三种情况的一位码元进行分析,然后从其图形来分析任一位码元的相位图对前后码的影响.下图是对

   的MATLAB仿真,实际上

   的图形是只不过是在横坐标上前后移动Tb.

   由观察得知,当BT乘积越小时,在一个位元区间前面位的相位函数与本位的更贴近,在一个位元区间內的信号会受到更多临近码元的干扰,显然不管是BT等于0.1,0.2还是0.3这位元的

   对于后面两位的干扰要大于对前面位的干扰,因为相位是增函数.θ（t）可以写成

   当B（x）T乘积越小时,每一个码元会受到更多的邻近码元的干扰,如果当前码元是N（0）,它将最容易受N（-1）,N（-2）,N（+1）,N（+2）的影响.如果我们先以从最简单的分析,只考虑3位的情况,即N（-1）,N（0）,N

（1）.下面构造一相位矩正,此矩正列为8,即三位码元的不同组合即从000-->111,行数为取样点数暂设为4已便分析.Pij则为矩正相应的元素,其中1≤i≤4,1≤j≤8,

   再根据欲调制的数据去查相应的相位值,对于N（i）,i≤-2时其相位累积影响基本上都是θref,θref可以用同样建立相位表的方法计算求得,在3位情况时θi'（t）有23种情况,即从000-->111所以

   θi（t）=θi'（t）+θref（t）    （i-1）*T≤t≤i*T.

   当然在实际工程中我们为里精确可以同时一下考虑5或者7位码元,取样点数取到16或者32,相位矩正就被放大,但是这就运算复杂一点,对于一连串的传输的帧格式来说,我们可以用滑动窗的方式来处理,比如8位bit的帧我门如果用五位的窗来分析的话就需要移动4次,本文仅分析了一下3位的窗特性.所以还在B（x）T减小时,码间串扰还是能够一定程度解决的,但是这就要求接收处理的DSP有足够的速度,同时B（x）的值可以减小的同时还应该兼顾一些实际情况,比如说在夜间小区内通信数量少,就可以适当的放宽对B（x）的要求,还是保持0.3,因为毕竟这样可以在BER上有所提高.但是在白天尤其在高密度通信区采用这样的方法对将来如果要增设基站,增加小区密度时,会为GSM传输系统提供更高的冗余量.当然现在也还有一些对于BER的新解决方法,主要是实时BER检测等.

   4结束语

   本文的讨论的内容主要是在移动通讯终端产品设计中应用,主要分析了现有GSM系统中的射频方案,讨论采用数字中频的实际好处.和对GMSK在手机中的调制方法作出分析,提出在技术上可改进的可能.

手机射频功率控制环路设计

   为了保证系统的容量及互操作性,GSM系统规范对手机发射功率的精度、平坦度、发射频谱纯度以及带外杂散信号进行了严格的规定,对手机射频功率放大器功率控制环路的设计提出了很高的要求.本文介绍了功率反馈控制法和电流检测反馈控制法,并对第一种方法给出了详细的设计步骤.

   GSM系统为时分多址（TDMA）系统,不同的用户在时间轴上被分隔开,每个用户在特定的一个时间间隔（时隙）内接收或发送信息.TDMA系统的该特性极大地提高了频谱利用率,同时也对移动台射频前端的设计提出了极大的挑战.GSM系统要求移动台的发射机以突发方式工作,即只在规定的时隙内开机发送信息,而在其它时隙则处于关闭状态.这种开关工作状态会使发射频谱内含有大量的杂散分量,严重影响其他用户.为保证系统容量和互操作性,必须对移动台发射机的指标提出要求,这在ETSIGSM11.10系列规范中都有规定.

   图1PVT功率-时间模板

   为了达到规范要求,移动台发射机信号的上升沿和下降沿不能过于陡峭,而必须是一个缓升和缓降的过程,如图1所示.图中最上及最下两条曲线称为功率-时间模板,在测试时发射信号在每个时隙的功率-时间关系曲线不能超越这个模板,否则发射频谱纯度将不能满足要求,或者会丢失发射信息.中间曲线为射频功放的增益控制电压,由系统控制单元给出,用以控制射频输出功率.这要求能对发射机中的射频功率放大器实现精确的功率控制,同时,GSM移动台发射机根据系统要求也要能工作于几个功率等级上,这也要求精确的功率控制,为此必须采用反馈控制环路.实现功率控制的方法较多,比较常用的为输出功率检测反馈控制法,该方法直接检测射频输出功率,通过反馈环路实现闭环功率控制.另外一种方法为电流检测反馈控制法,它检测末级功放管的电流,再通过反馈环路实现对输出功率的控制.

   输出功率检测反馈控制法

   图2功率控制环路的数学模型

   为便于分析,首先给出功率控制环路的数学模型,如图2所示.

   该反馈控制系统由五大部分组成:

   1. 比较器:

该部件负责比较由系统指令单元送出的控制信号SC与反馈信号SF之间的差别,并乘以增益Ks,给出误差信号SE送到积分器,

   2.积分器:

由以下的分析将会看出,加入积分器的目的是为了使输出电压Vo仅取决于SC和反馈增益KcKd,而与放大器增益Ka无关,从而改善环路控制特性.

   3.放大器:

为射频功率放大器,增益可随外加控制电压的变化而变化,增益为Ka.当外加控制电压低于某一特定值Vthreshold时,放大器不导通,无输出信号.

   4. 耦合器:

耦合器为一功率取样部件,可将少量的射频功率取出.增益为Kc=10[-CF/20],其中CF称为耦合系数.

   5. 检波器:

检波器负责将耦合器送来的射频信号进行平均值检波,得到对应的直流电压SF作为反馈信号.检波器的增益为Kd.

   当控制环路闭合后,SC作为功率控制环路的一个输入来设定输出功率,Vo为功率放大器的输出,耦合器将一部分射频能量取出,经检波器变为反馈信号SF,然后与SC经比较器处理得到误差电压SE,再经积分器得到功率放大器的控制电压.这个过程可以表示为:

   Vo对时间的变化率可表示为:

   在稳态时dVo/dt=0,所以此时Vo="SC/KdKc".这表明射频输出功率仅与控制电压和反馈支路的增益有关,而与Ka无关,这就是带有积分器的反馈控制环路的基本特性.

   输出功率检测反馈控制电路设计

   下面以图3所示的实例来说明功率控制环路的详细设计步骤.

   图3

   在图3中,D1、D2和R4组成双肖特基二极管检波电路,D1和D2配对使用可以补偿温度系数的影响,本例中检波器的增益为0.45（-7dB）,可承受的输入信号范围为-20dBm～+20dBm.

   R5、C3及U1A组成比较器和积分器,负责比较检波器的输出和控制信号SC,得出误差电压SE并积分.

   图中增益Kc=10[-CF/20],其中CF为耦合系数.在整个环路的设计中,耦合器的选择及积分器时间常数的确定比较关键,前者选择不当会使耦合信号的幅度超出检波器工作的动态范围,而后者决定了环路是否能在规定的时间内完成开机锁定.GSM规范要求移动台的最小功率等级为5dBm,最大为33dBm（以上值均为天线处测量值）.而本实例电路中检波器能检测的最小功率为-20dBm,最大功率为20dBm.在功率控制环路开始工作的初始阶段,系统控制单元必须先给出一个较小的功率控制信号,使环路完成锁定,进入跟踪状态.这个初始功率控制信号称为Vpedestal.Vpedestal不能太大,GSM规范指出该值应比最小功率等级低1-6dB,这里选4dB进行计算:

   Vpedestal=（Pmin+Loss）-Pmargin=（5dBm+1dB）-4dB=2dBm

   其中Loss为功率放大器后接器件插入损耗.为了不使反馈的射频信号低于检波器的最低可检测功率,耦合器的耦合系数应留有余量,这里取余量安全因素（SafetyFactor）为3dB,综合考虑以上因素,并在最坏情况下计算,可知:

   CF≤Ppedestal-Pmindet-SafetyFactor=2dBm-（-20dBm）-3dBm=19dBm

   同时为了不使检波器过载:

   CF≥（Pmax+Loss）-Pmaxdet+SafetyFactor=（33+1）dBm-20dBm+3dB=17dB

   其中Pmax为移动台最大发射功率等级（33dBm）,Pmaxdet与Pmindet分别为检波器最大及最小可承受功率.

   GSM规范同时对功率控制环路的锁定时间提出了要求,见图2.

   在环路刚上电时,射频功放由于其增益控制端的电压没有达到Vthreshold,因此功放无功率输出,环路不闭合.这样积分器的输入就仅为SC,它需要一定时间进行初始化以便达到Vthreshold,使控制环路闭合.在开始的几个微秒时间里,系统指令单元输出一很小的电压Vpedestal,积分器不断对这个恒定电压进行积分,直到达到Vthreshold,功放有输出信号,使环路闭合,这时SC就可以走图中所示的台阶状曲线,直到达到稳定功率输出为止.

   从图中可知,这一时间实际上就是Vpeddstal状态持续的时间,规范中规定为8微秒.在这段时间中,环路必须利用给出的初始控制信号Vpedestal完成锁定,这实际上对积分器时间常数的选取提出了要求.根据一阶环路的特性,锁定时间可由下式近似得到:

   Tlock=Vthreshold×C×R/Vpedestal

   为加快环路的锁定,可在积分器的输出端加入"粗调"电压Voffset,与积分器的输出一起组成功率放大器的控制电压,这是通过图3中的U2A来实现的.此时环路锁定时间变为:

   Tlock=（Vthreshold-Voffseet）×C×R/Vpedestal

   电流检测反馈控制

   功率控制方法为电流反馈控制型,它是通过检测末级功放管的电流来实现功率控制的,如图4所示.

   图4

   对应不同的输出功率,射频功放向电源索取不同的电流,从图中可以看出,电流取样电阻检测电流的这种变化,作为反馈信息与SC比较并积分得到功放控制电压,从而实现输出功率的闭环控制.

   该方法的好处是可以节省元器件（耦合器,检波器及相关外围器件）,并简化系统设计.但由于该方法不是直接检测输出功率,射频功放的电流与输出功率的关系比较复杂,与很多时变因素有关,因此控制精度不及功率检测法高.

   本文小结

   GSM规范11.10对移动台发射机功率控制环路的精度,跟踪速度和稳定性提出了很高的要求.目前,采用耦合器-检波器的功率检测法,是最常用也是性能最好、适用范围最广的一种功率控制方法.为了保证回路的性能,必须仔细考虑检波器的动态范围和热稳定性、耦合器的选择、积分器时间常数的选择,以及加入"粗调"电压等.

手机射频特性测量解决方案及应用

    手机射频特性测量解决方案包括辐射功率和接收机特性的测量,本文介绍了测试原理和测试系统的组成以及测试过程,同时介绍了在GSM、CDMA等测量中的应用.

   在现代网络中,好的辐射特性是手机有效工作的关键.目前手机的尺寸越来越小,出现的经常折衷辐射特性的情况,例如以一个很小的尺寸完成有效的天线并同时覆盖蜂窝和PCS频率是非常困难的.一个全面的精确的辐射特性,可以帮助设计师和制造商确定手机在限制的蜂窝网络设计特性范围内工作.

   通常手机的射频指标测量分为接收机和发射机两部分.对于接收机来说,主要通过测量BER或FER来测量接收机的灵敏度,以及RXQual和RXLev等参数.

   对于发射机来说主要测量发射功率以及发射频谱,杂散等参数.这些指标参数通常是先用一个手机天线适配器通过有线的连接方式连接到手机综测仪上,呼叫连接的建立是通过有线的方式.这样天线对于指标的影响是不能体现的.

   一般地,峰值EIRP不是手机特性的一个好的指标说明.例如,如果手机天线系统的辐射方向图是高有向性的,峰值EIRP则高（由于天线增益在某个方向上高）,其他方向则覆盖不好.在蜂窝环境中,天线系统的空间覆盖最大化是最好的.这样用户不用把天线指向某个特殊方向就可以得到好的呼叫特性.

   另外,人的头部会改变天线的辐射方向图的形状和峰值.因此头部引起的损耗对于频率,设备尺寸和天线设计非常有意义.从场的特性来看,测量头部模型下的平均和峰值EIRP比在空间条件下测量峰值EIRP更有意义.

   CTIA标准要求测量球坐标下的全向辐射功率,给出了TRP（辐射功率和）的定义,如图1所示.

接收机的特性对于整个手机系统也很重要.差的接收机特性会使用户收听到很低质量的声音信号,甚至使用户丢失基站信息并造成终止呼叫.差的接收机灵敏度经常是由于发射机发射的内部噪声和杂散信号回馈到接收机内部造成的.因此,CTIA标准要求:

在发射机最大发射功率下测量接收机灵敏度.并要求测量球坐标下的手机的灵敏度,即TIS（全向灵敏度和）,图2和公式

（1）给出了TIS的定义:

   大环法的测量方法

   CTIA规定了一种称为大环法的测量方法,如图3所示.对于TIS测量,需要6个大环切面完成3D球坐标的测量.角围绕垂直转台平面的轴旋转,每隔30度取一个测量点,起始点如图4所示.同样角围绕水平转台平面的轴旋转.

   对于TRP测量,需要6个大环切面完成3D球坐标的测量.围绕垂直转台平面的轴旋转,每隔15度取一个测量点,起始点如图4所示.

   手机的射频特性测量不仅要求在无线连接模式下进行,同时要求模拟人的头部对各项指标的影响,图4为人体头部的模型和轴向规定,模型内部需要填充液体,用于模拟人的体液对电磁辐射场的影响.表1是填充液的比例.

   如果被测手机支持多空中接口技术,可以依此对每个标准进行测量.首先进行空间损耗的测量,然后进行系统信号通路的校准,将校准值记录.

   选择相应的通信标准,通过综测仪与手机建立呼叫,然后在需要的频率点上进行辐射功率的测量.测试的条件分别在自由空间和增加人头模型两种情况下进行.

   选择相应的通信标准,通过综测仪与手机建立呼叫,然后在标准规定的频段内取三个频率点,分别为高,中,低,然而进行FER或BER的测量.如果BER或FER超过规定值,增加综测仪的输出功率,直到达到规定的BER或FER.记录相应的被测手机的输出电平.测试方法按照第二部分进行,每个规定的位置上每个频率点都要做灵敏度的测量.

   TS9970是R&S公司专门用于测量手机的RF特性的测量系统.在实际条件下,对手机发射和接收部分通过空中接口进行RF指标的测量.能够按照上述的方法和定义自动TRP和TIS的测量.

   TS9970可以支持如下标准:

   GSM400,850,9