扩频通信第4章1.docx
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扩频通信第4章1
第4章扩频信号的产生与调制技术
4.1直接序列扩频通信系统
直接序列扩频通信系统,又称为“平均”系统或伪噪声系统。
它是目前应用较为广泛的一种扩频通信系统。
4.1.1直接序列扩频信号的产生
直接序列扩频信号是采用直接序列调制的方法产生的。
直接序列调制就是用高速率的伪随机码序列与信息码序列模2加（或伪随机码波形和信息码波形相乘后产生的复合码序列（复合码波形去调制载波。
一般情况下直接序列调制均采用PSK调制方式,而较少采用FSK或ASK。
由调制理论知,在PSK、FSK和ASK三种调制方式中,PSK信号是最佳调制信号,即在其它条件相同的情况下,采用PSK方式系统的误码率最低。
为了节省发射功率和提高发射机工作效率,通常采用抑制载波的二相平衡调制方式。
采用平衡调制的另一优点是在电子对抗中,对方使用常规接收机检测载波比较困难,从而提高了系统抗侦破的能力。
所以直接序列调制一般都采用二相平衡调制方式。
图4-1给出了直接序列扩频通信系统的原理方框图和扩频信号传输示意图。
（b
图4-1直接序列扩频通信系统方框图和扩频信号传输示意图
（a直扩系统方框图;（b直扩信号传输示意图
（a发信机
收信机
π0π0πππ00π0π000ππ00ππππ00πππ00π0π000ππ00πππ00π0ππ00π00π0ππ0π00π0000π0π0π0π0
1010111001010001100111100000000000000πππππππππππππ
（1信息数据（7解调后的数据1010（2扩频码序列（3复合码序列（4发载波相位（5收载波相位（6中频相位
（8混频前干扰相位
（9混频后干扰相位
1010111001011110011000011π0π0πππ00π0ππππ00ππ0000ππ
直接序列扩展频谱信号的产生及其解扩过程,在第1章和第2章中已作了深入的讨论,在此不再重复。
下面对图4-1作一简单解释。
在解扩过程中要求扩频
码同步,即ˆ（（d
rdTtcTtc-=-,这由扩频码同步捕获及跟踪电路来完成,这部分我们将分别在第6章和第7章中详细讨论;解调时所需的相干载波通过载波跟踪环路来提取,在第5章中作进一步的介绍。
在图4-1（b中,（1~（4表示发射端扩频调制过程中各点的信号示意图;（5~（7表示接收机解扩解调过程中各点信号示意图;（8~（9为干扰信号通过相关器前后的变化情况。
干扰信号（8经相关处理后仍为带限信号,示意图参见（9。
因为干扰信号与接收机中本地参考扩频码序列不相关（或相关性很小,所以在相关处理过程中,其功率谱与本地扩频码的功率谱在卷积积分后而被展宽了频带,降低了功率电平。
卷积后的宽带干扰信号经中频窄带带通滤波器滤波后,干扰信号的大部分功率被滤除,使得进入解调器的信号功率和干扰功率之比提高了,因而干扰信号对信息解调的危害减轻了,中频滤波后的频谱示意图如图4-2所示。
图4-2接收机中频滤波器输出信号频谱示意图
4.1.2伪随机信号的调制与混频
直接列扩频通信系统信息的传输,是把信息信号调制在伪随机码序列中,再通过对载波的调制来实现传输的。
因此在直接序列扩频通信系统中,常常需要对伪随机码序列进行调制、变频（混频等处理,所以我们有必要对这些问题作一简要的讨论。
首先,我们来讨论一种常用的抑制载波的双边带平衡调制。
设频率0f的载波为（0cos2πAft,调制信号为（tm,则抑制载波的双边带平衡调制波为
（0（（cos2πftAmtft=（4-1
式中:
A——载波幅度;
0f——载波频率。
如果作二相移相键控调制时,调相波可表示为
[]
（π2cos（0tmktfAtfp+=（4-2
式中（tmkp是调相波的相位偏移,pk是比例常数,也称为调制常数,max（tmkp为调制指数（即对应载波的最大相位偏移。
在二相PSK调制中,调制信号（tm是二进制码序列。
若规定二进制码序列（tm取“0”时,相移00π（=⨯=tmkp;
（tm取“1”码时,π（=tmkp,则有
解扩后的有用信号
（
（00cos2π（0（cos2π（1AftmtftAftmt+⎧=⎨-⎩
当取“”时当取“”时
显然,这样一个调制信号可等效为一个只取1±的二值波形函数对载波进行抑制载波的双边带振幅调制信号,也就是平衡调制信号。
对于直接序列扩频调制而言,调制信号为扩频码（tc,若规定（tc的取值为1±时,式（4-2成为
π2cos（（（0tftActf=（4-3
式中
⎩
⎨
⎧-=”时取“当二进序列”时取“当二进序列
1}{10}{1（iicctc（4-4实际上,式（4-3就是直接序列扩频调制产生的2PSK信号的表达式。
只要（tc本身不含有直流分量,平衡调制就抑制了载波。
但对这种信号,接收端为了从收到的已调波中恢复出调制信号,必须要准确地恢复载波分量。
此外,载波频率必须远远地高于调制信号中有用信号的最高频率,否则,会发生频谱的交叠,产生折叠噪声,使传输信号的质量（输出信噪比下降,参见图4-3。
事实上,在频谱搬移过程中产生的频谱折叠,折叠过来的那部分叠加在未折叠的部分上,见图4-3（b中的阴影部分,使信号频谱的结构发生了变化,见图4-3（c。
所以折叠过来的那部分频率分量不仅是有用信号能量的损失,使信号产生失真,而且对有用信号产生了干扰,这一点可以从图4-3中清楚地看出来。
可以毫不夸张地讲,传输系统中出现的任何不理想情况,都将造成传输信号质量的下降。
图4-3频谱折叠示意图
（a基带信号的频谱;（b调制后的频谱;（c图（b的等效
从频谱的观点来看,调制的结果就是把调制波的频谱搬移到了0f。
因此只要知道了扩频码信号（tc的频谱（fSc和被调制的载波频率0f,就可以知道被扩频码信号平衡调制后已调信号的频谱了。
图4-4给出了直接序列调制前后信号频谱的示意图。
图4-4直接序列调制前后的信号频谱示意图
伪码序列输入
Sc（f±f0f0M0000M0M（a
（b（c
在图4-4中,载波0f被扩频码序列（tc平衡调制后,把扩频码的频谱（fSc搬移到0f上,调制后的信号频谱为（0ffSc±。
下面再来考虑接收端混频的情况。
在扩频接收机中,信号的混频过程也就是信号的相关解扩过程,所以用来作为混频的接收本地参考振荡信号不再是一频率单一的正弦波,而是一受本地参考扩频码（tcr调制的已调信号。
这样扩频接收机的混频就是两已调信号的混频。
混频的过程是参与混频的两个信号相乘的过程。
如果参与混频的两个信号分别是（101π2cos（（ϕ+tftctdA与
（22π2cos（ϕ+tftcArr相乘,考虑只取差频项,并设和频项被滤除,则有
12IFIF1
（（（cos（2π
2
（（（cos（2π
rrAAdtctctftActctdtftϕϕ+=+（4-5式中:
0IFfffr-=——中频频率,rf和0f分别为收端本振和发端载波的频率;
12ϕϕϕ-=——相差,2ϕ和1ϕ分别为本地载波和发端载波的初相;（td——被传输的信息信号;（tc——发端的扩频码;
（tcr——收端本地参考扩频码。
当两个二进制扩频码波形（tc和（tcr完全相同,即（tc与（tcr具有相同的结构和周期（即码长相等、码元同步且相位完全相同时,我们有
1（（=tctcr（4-6
若（4-6式成立时,混频器的输出信号就是被解扩的但含有信息的中频带通信号。
因为在扩频通信系统中,输入已调波信号中包含有信息信号（td,即
（1111π2cos
（（（ϕ+=tftctdAtf,扩频码已经和待传输的信息码实现了波形相乘,它载有待传送的信息,而本地的参考信号（222π2cos（（ϕ+=tftcAtfrr中无信息信号,因此它们之间有相移。
两个周期相同、码相位同步的调相信号混频的结果,是混频器输出信号中不再包含有扩频码（tc,即扩频信号被解扩了。
而把由信息信号确定的相移仍保留在中频信号中,混频器的输出仍为调相波。
所以在分析和设计混频器时,需要注意相位。
混频的过程不仅仅是两个输入载波相乘进行外差的过程,而且还是两个扩频码信号（tc和（tcr相乘的过程;或者说混频的作用不仅是完成信号频谱从射频到中频的搬移,而且还完成了信号的频带压缩——扩频信号的解扩。
由于（tc和（tcr只取“-1”或“+1”,它们的相乘等效于序列{}ic和
{}ric（它们均取值1和0的模二加。
4.1.3直接序列扩频信号的频谱特性
由信号分析的理论可知,射频信号的频谱结构是由调制信号的频谱结构和系统所采用的调制方式决定的。
在直接序列扩频系统中,调制方式通常采用PSK调制,PSK信号可等效为抑制载波的双边带调幅信号。
在第3章中,我们已经知道,扩频用的伪随机码（tc的功率谱密度函数是由一系列的（fδ函数组成,这些（fδ函数位于NkRNTkfcc//（==（k=0,1,2,„„N-1处,这里ccRT/1=是伪随机码的码元宽度,cR是伪随机码的比特速率,N是伪随机码的周期（长度。
（fδ函数的冲击强度所组成的包络是
（2/sinxx型的。
频谱密度函数的第一个零点在伪随机码的比特速率cR处,参见
图4-5。
图4-5伪随机码平衡调制过程及频谱示意图
（ad（t的波形;（bc（t的波形;（cc（td（t的波形;（dd（t的功率谱;
（ec（t的功率谱;（fc（td（t的功率谱;（gc（td（tcos（2πf0t+ϕ1的功率谱
由信号分析理论知,时域两信号波形乘积的功率谱密度函数等于两信号功率
bb
c（f
（dc
（e
00c0c
（g
谱密度函数在频域内的卷积积分。
信息码（td和扩频码（tc在时域波形相乘（（tctd（或序列模2相加}{}{iicd⊕所组成的复合码,其功率谱密度函数等于（td的功率谱密度函数（fSd和（tc的功率谱密度函数（fSc在频域内的卷积积分,参见图4-5（f。
复合码功率谱密度函数（（fSfSdc*的包络是（2/sinxx型的,根据（fδ的取样性质我们可以得出,原来扩频码功率谱密度函数中的（fδ函数由信息码的功率谱密度函数代替,（（fSfSdc*的第一个零点在扩频码的比特（切普速率cR处。
由此可知,复合码的频谱必然有一个主瓣带宽,其第一个零点在扩频码的时钟速率处。
具体产生过程可以形象地用图4-5表示。
图4-5中（a为基带信息码（td的波形;（b为扩频码（tc的波形,bcNRR=,bR为信息码的码速率（图中7=N;（c为（tc和（td相乘的波形;（d为基带信息码（td的功率谱密度函数（fSd;（e为扩频码（tc的功率谱密度函数（fSc;（f为（fSc和（fSd在频域中的卷积积分（（fSfScd*。
信息码与扩频码之复合所得信号再对射频载波作平衡调制,在频域上即把（（fSfScd*的频谱搬移到载波频率0f上,如图4-5（g所示。
图4-5和前面所述直接序列扩频信号的功率谱都是理论上的。
信号的功率谱是统计平均量,是长时间（理论上是无限长时间统计平均的结果。
在工程技术上采用频谱分析仪观测直接序列扩频信号的频谱,看到的仅是观测时刻前一段时间（很有限的一段时间的统计平均,这实际是将被观测的信号分成若干时间段,对每一时间段的信号都看作是周期信号的一个周期来处理,因而在频谱分析仪上看到信号的功率谱是离散谱。
由于扩频码的伪随机性和信息码的随机性,被划分的各时间段的信号是不相同的,因此出现在频谱分析仪上的任何一根谱线的都是
随机的,所以直接序列扩频信号的频谱图形就好象是包络是（2/sinxx型的噪声
一样,而并非像图4-5中所示的那样理想。
信息信号（td的频谱被搬移到频率为NRc/,NRc/2,„,NRNc/1（-的伪随机码的离散谱线处。
（td的带宽为bR（单边,由于将非周期信号（td看作是周期信号,在频谱分析仪看到的（td的功率谱也是离散谱,频谱由基波bRf=和谐波bR2,bR3„组成。
信号的功率谱呈（2
/sinxx型,由于bcNRR=,频谱图中的谱线间隔bR正好等于扩频码的重复速率NRc/。
例如,使用一个速率为1Mb/s,码长N=1023的扩频码,则每秒将重复1023/1016⨯≈977次,因此已调信号谱线间隔就是977Hz。
直接序列扩频系统中通常采用平衡调制器作为载波调制器,载波平衡对称输入,能抑制载波,如图4-6所示。
对载波作平衡调制,获得载波被抑制的宽带频谱信号发射。
在实际工程技术上,由于平衡调制电路中元件和参数的不对称或不平衡,使输入信号的幅度不是完全相等或两个反相载波的相位不是严格地等于0和π,而出现载波泄漏的现象,输出的信号不再是理想的载波被抑制的信号,反映在频谱上,就是在输出信号的频谱中有载波分量的出现。
载波抑制程度决定于调制器的平衡性,载波抑制度最好与扩频处理增益大体相当,一般以20~60dB为宜,使载波频率谱线完全湮没在宽带信号频谱中。
平衡调制器不平衡,载波抑制不好,在载波频率点有明显的尖峰谱,不仅浪费发射功率,还会失去扩频信号的隐蔽性。
在接收机中,对有用信号来说,泄露的载波
是一个同频同相的窄带干扰信号,关于同频同相窄带干扰的问题,我们在第2章中已作了详细的分析。
图4-6平衡调制器原理电路示意图
另外,作为扩频序列的伪随机编码信号,如果在一个周期中的“1”码元数和“0”码元数不一致,即序列不平衡,也会造成载波抑制不好,这同平衡调制器中元件和参数不对称造成的结果是一样的,在载波频率处会形成明显的频谱尖峰。
在第3章3.5.4节中讨论Gold序列的平衡性时,我们已经指出了这一点,事实上,序列的不平衡,反映在频谱特性中就是存在有直流分量,序列的平衡特性越差,直流分量越大,通过调制后,基带信号中的直流分量反映在已调信号的频谱中,就变成了已调信号中的载波分量。
图4-7双相平衡调制矢量图
（a理想情况;（b载波振幅不理想（c载波相位不理想
图4-7给出了一个调制器输出的信号矢量图,输入伪随机码波形为-1和+1时的相位（tnϕ。
当-1和+1平衡、两个反相载波的相位严格等于0和π时,合成信号的载波输出为零,如图4-7（a所示。
当两个相位载波的振幅不相等时就造成A与A'的不平衡,如图4-7（b所示。
当两载波的相位差小于π时,见图4-7（c。
载波抑制度可用低于所需输出的分贝数表示:
（dBsinsinlg10β
AαABV'+'=（4-8式中:
B'——正确输出时信号的振幅（即在AA'=,0==βα;
A'——0=β时信号的振幅;
A——π=α时信号的振幅;
α——A的相位偏移;
β——A'的相位偏移。
如前所述,直接序列扩频通信系统中要求载波抑制度一般在20~60dB之间,AA′ϕn（t=πϕn（t=0（a
（bAsinα+A′sinβ（ccos（2
πf0t
最好选择载波抑制度不小于接收系统的处理增益。
这是从反侦察（或抗截获和抗窄带瞄准式干扰方面而言的。
在一个实际系统里,由于用码序列来驱动平衡调制器,电路中码的对称性比载波的平衡性更难实现。
由于码不平衡,在其频谱中有直流分量出现,这就使平衡调制器输出的扩频信号中载波信号不能得到很好的抑制。
由于平衡调制器输出信号中有载波分量的泄漏,使得输出频谱中不仅有扩频码平衡调制信号,而且还有寄生的调幅信号。
为了得到良好的载波抑制,平衡调制器输出信号必须把对应为“1”码元信号和对应为“0”码元信号加权到同一个值,即使得
（（⎰⎰'=2
11
001τττdttGAdttGA（4-9式中:
（1tG是对应“1”码元信号的包络,（0tG是对应于“0”码元信号的包络。
此外,周期{}121,0τττ--和振幅{}AA',必须各自相等。
然而由于伪随机码发生器输出信号的上升和下降时间不可能完全一样,而且随工作环境的变化而变化,如工作温度的变化,两者的变化规律也不能完全保持一致。
因此,在设计时要注意,无论平衡调制器多么好,都应注意码的平衡性。
如果使用Gold码,必须注意选用平衡Gold码,否则就不能良好的抑制载波。
包含有载波泄露的扩频信号进入接收机后,对采用相干解调的接收机来说,未被抑制的载波将影响接收机的载波提取,进而影响解调器的正常工作,使接收系统的性能下降,关于这一点我们将在第5章中详细讨论。
对扩频发射机来说,扩频序列编码时钟的泄漏也需要特别注意,泄漏的扩频序列编码时钟会对扩频信号产生寄生调幅的现象,同样会形成窄带干扰,造成发射功率浪费和失去扩频信号的隐蔽性。
载波和码时钟泄漏对系统工作将产生一些不良影响。
在发射机里,最重要的影响在于,输出扩展频谱信号中有一些稳定的、易于被检测出来的信号。
这就失去了扩展频谱信号隐蔽的特点,同时浪费了发射功率。
在接收端,未被抑制的载波分量,作为窄带干扰信号进入接收机,增加了系统内部的干扰,这是工程技术上应注意避免的。
4.2直接序列系统中几个主要参数的讨论
4.2.1直接序列系统中射频带宽的考虑
直接序列扩频系统中射频带宽直接影响系统的性能,系统的带宽和传送的信息速率决定了系统的扩频处理增益,也决定了系统的抗干扰能力。
对于直接序列扩频系统的射频带宽,通常我们只考虑功率谱主瓣的宽度。
当调制信号为非归零
码时,信号功率谱密度函数的包络是（2/sinxx型的,主瓣的带宽（单边为R,主
瓣的3dB带宽（单边为0.44R,R为调制信号码的比特速率。
在任何情况下,直接序列扩频系统的射频带宽都几乎严格地是扩频码比特速率的函数。
在采用PSK
方式时,直接序列扩频信号的功率谱密度函数是（2/sinxx型的伪噪声谱,系统
的射频带宽为cR2,cR为伪随机码比特速率。
图4-7给出了（2
/sinxx型功率谱密度函数中功率的分布情况。
图中画出了在等于码比特速率3倍的范围内前两个旁瓣的相对幅度。
在（2
/sinxx型功率谱中,
总功率的90%包含在等于2倍码比特速率的带宽内（cR-~cR+;总功率的95%包含在等于4倍码比特速率的带宽内（cR2-~cR2+;总功率的96.7%包含在等于6倍码比特速率的带宽内（cR3-~cR3+。
图4-72sin⎪⎭⎫⎝⎛xx型频谱中功率的分布
如果我们取功率谱主瓣作为扩频信号的带宽时,信号的功率损失较小,只有包含在旁瓣中10%的功率被损失掉了。
但是信号能量的损失并不是带宽限制的唯一结果,旁瓣中丰富的高频分量来自调制信号陡峭的上升沿和下降沿。
因此假如过分地限制射频带宽就等于限制了调制信号（扩频伪随机码的上升沿和下降沿,这将使伪随机码尖锐的三角形相关函数顶峰变得圆滑,这将影响系统的抗干扰性能。
图4-8给出了带宽受限对扩频伪随机码序列波形和相关函数的影响。
图中BRF为射频滤波器的带宽。
图4-8带宽受限对信号波形及相关函数的影响
（a不同带宽时对信号波形的影响;（b带宽受限对相关函数的影响
综合前面几个因素,在确定直接序列带宽时,必须考虑功率损失、处理增益和信息信号的速率及系统抗干扰能力的要求。
特别是当直接序列信号用于测距系统中时,射频带宽受限的问题更显得十分重要,如图4-8（b中相关函数的变坏会（b带宽/比特速率
功率
的百
分数
BRF>>2/TcBRF≈2/TcBRF≈1/Tc（a
BRF>>2/TcBRF<2/Tc
导致测距精度的下降。
4.2.2直接序列系统的处理增益
直接序列系统的处理增益是伪码速率与信息信号速率的函数。
这里所说的增益是指信号从信息带宽和射频带宽之间的变换而带来的信噪比的改善程度。
如果对直接序列系统中射频带宽与信息带宽之比值不加任何限制,则系统的处理增益可以无限制地增加,但实际上是不可能的。
有两个参量可以用来调整处理增益:
一个是信息信号的速率,它取决于奈奎斯特速率;另一个是射频带宽,它取决于所用伪随机码的速率。
降低信息速率可以增加处理增益,但信息速率是由信源而不是由传输系统决定,信息速率不可能任意地减小,一旦信息速率下降到一定程度时,再进一步下降信息的速率,就不能在规定的时间将信息传送到接收方,失去了通信的意义。
另一方面提高伪随机码速率可以增大处理增益,但伪随机码时钟速率不宜过高,因为伪随机码时钟速率越高,对伪随机码发生器电路的要求也越高,系统的工作频带也越宽,要求调制器和混频器在较宽的频带内保证一定的线性度,在工程上也是难以实现的。
另外,当扩频伪随机码的码速率不断增大,接收机输出的干扰电平不断下降,并将减小至与接收机热噪声电平相当时,这时若再进一步增大扩频伪随机码的码速率,并不能改善输出信号的信噪比。
这时因为影响输出信噪比的主要因素已经不再是干扰信号的功率,而取决于接收机内部的热噪声了。
例如某系统射频带宽为1
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