面向wifi能量采集系统的高效整流电路设计毕业论文.docx
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面向wifi能量采集系统的高效整流电路设计毕业论文
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摘要
本文首先介绍了整流电路面向如wifi能量的环境中的微波能量、无线输电以及空间中的能量资源回收方面的作用，介绍了整流系统及其工作原理。
设计了面向wifi能量采集系统的高效整流电路，整个电路系统由匹配网络，整流二极管电路以及负载组成，通过接收天线接收空间中的射频微波输送到整流电路转化为电路中的直流能量并传送到负载。
设计了2.4GHz下的整流电路。
从二极管选型开始到确定电阻电容的大小，再根据电路输入阻抗设计匹配电路，最后将各个分块设计连接成完整的整流电路系统，并进行系统仿真，得到了63%的转换效率；考虑到未对整个系统进行优化，在利用Tuing优化工具后使系统的转换效率达到了74%，反射系数达到了-24dB。
设计了wifi的另一个工作频段5GHz下的整流电路，在2.4GHz设计的基础上，通过设计不同的匹配网络，并进行系统的优化达到了65%的整流效率，且反射系数达到-34dB，所需要的接收功率低至8dBm（6.3mW）。
关键词：
整流电路，wifi能量收集，二倍压整流，肖特基二极管，匹配电路
Abstract
Thispaperfirstintroducestherectifyingcircuitofmicrowaveenergysuchaswifienergy-orientedenvironment,wirelesstransmissionandspaceofenergyresourcesrecyclingoftheroleofrectifiersystemanditsworkingprincipleareintroduced.Designedforwifienergyacquisitionsystemofhighefficientrectifiercircuit,thecircuitsystembythematchingnetwork,rectifierdiodecircuitandload,byreceivingantennarfmicrowaveinspacetotherectifiercircuitintodcpowerandtransmittedtotheloadinthecircuit.
2.4GHzrectifiercircuitisdesigned.Fromdiodeselectiontodeterminethesizeoftheresistorcapacitor,againaccordingtothecircuitdesignofinputimpedancematchingcircuit,finallyconnecteachblockdesignintoacompleterectifiercircuitsystem,andsystemsimulation,theconversionefficiencyof63%;Consideringtheoptimizationofthewholesystem,afterusingTuingoptimizationtoolsmakethesystemconversionefficiencyreached74%,returnloss-24db.
Designthewifiworkanother5GHzfrequencybandoftherectifiercircuit,onthebasisofthe2.4GHzdesign,throughthedifferentmatchingnetworkdesign,andsystemoptimizationofrectifierefficiencyreached65%,andthereturnlossreach-34db,neededtoreceivepoweraslowas8DBM（6.3mW）.
Keywords:
rectifiercircuit,wifienergycollection,doublevoltagerectification,schottkydiode,matchingcircuit.
第一章绪论
1.1研究的背景与意义
伴随着无线通信的快速发展，无线数据的传输变得异常方便，无论是远距离还是近距离传输[1]。
而无线网络中的各个节点各司其职，分担着接收信息，处理信息以及传递信息的职责。
现如今无线网络作为一个极具发展前景的方向，可广泛用于日常生活中，无论是在医疗还是各种商业用途，还可用于军事方面，对于我们的生活效率提高都有着重要的意义。
但是由于无线网络中包含着许许多多的网络节点，这些节点在工作的同时必然伴随着能量的消耗，如果使用常规的电池供电，电池的容量和使用时间就会形成很大的困扰。
除此之外，随着世界经济的发展，各国对能源的需求越来越大尤其是发展中国家更甚，而传统能源如石油这些不可再生的资源面临着耗尽的危险，所以新能源的发展一直是新世纪的热点，如太阳能、风能、地热能和海洋能等等，现太阳能光电池已广泛应用，能否也用于无线网络节点的供电呢？
答案当然是不可以，因为光电池较大的体积，所以无法适用于网络节点这些小型用电设备。
所以，在这样的一个大背景下，开发新型能源供给成为了一个不可忽略的问题，采用电磁波进行微波输能的技术发展起来了。
而能够通过收集电磁波能量并通过整流将其转换为直流量输入电路的整流系统被广泛应用于无线网络的功能之中[2][3]。
微波输能是一种微波源到负载之间的能量传递不需要借助任何波导和传输线的能量传递方式，且本身具有能量传递快，能量的传输方向可以迅速改变，传输效率高等特点。
微波输能的历史最早可以追溯到1890年，特斯拉做了无线电能传输试验。
特斯拉构想的无线电能传输方法是把地球作为内导体，把地球电离层作为外导体通过放大发射机以径向电磁波振荡模式，在地球与电离层之间建立起大约8Hz的低频共振，利用环绕地球的表面电磁波来传输能量。
最终因财力不足，特斯拉的大胆构想没能实现。
其后，古博（Goubau）、施瓦固（Sohweing）等人从理论上推算了自由空间波束导波可达到近100%的传输效率，并随后在反射波束导波系统上得到了验证。
而近代无线输能技术是在上世纪60年代渐渐发展起来，雷声公司的布朗在其实验中设计了一款整流天线，将2.45GHz的微波能量转换为了直流电，从此拉开了无线输能发展的序幕。
20世纪70年代开始，能源危机对于各国的影响引起了重视，促使美国，英国日本等发达国家开始对新型能源的探索，而首先考虑的就是对太阳这样一个天然能量体的利用，所以在太阳能卫星上开始了大力研究。
到了上世纪80年代，微波输能技术又被用于高空长期作业通信接力平台的供电方式。
20世界90年代，微波集成和半导体技术迅猛发展，再次开拓了无线输能的新研究领域，微波输能技术作为虚拟电池，为微型的设备进行供电[4]。
微波输能将是一个运用前景十分广泛的产业。
尤其是该技术在低功率，近距离应用场景展现了无与伦比的的优越性。
微型机器人、无源射频识别（RFID）[5][6]、无线传感器，这些设备的工作时间不定且时长很久，而微波输能技术正好可以满足其一切需求。
1.2本文主要研究内容
目前，在我们的日常生活当中，有着许许多多的通信基站，这些基站无时无刻的不在环境中发射射频能量，然而这些能量没有得到充分的利用，造成了资源的浪费，而整流天线系统正好可以对其进行能量回收。
本文的主要研究内容是整流天线系统的后半部分——整流电路的设计，为了获得更高效率的整流而进行设计。
在研究的过程中主要使用AdvancedDesignSystem（ADS）进行仿真，并通过ADS优化工具Tuning对各个参数进行优化设计以达到更高的转换效率。
1.3论文组织结构
第一章对微波输能技术的历史背景和发展状况进行概述，讲述了其发展的方向和前景。
第二章阐述了整流电路的工作原理，分析了二极管和传输线的选择以及整流效率的影响因素。
第三章设计分析了整流电路在2.4GHz下的设计仿真，并优化设计结果，使电路的整流转换效率尽可能提高。
第四章在第三章的前提下，设计了wifi的另一个频段5GHz下的整流仿真，同样实现RF-DC的有效转换。
第五章为总结与展望，阐述了主要设计内容以及对以后设计的一些建议和创新方向。
1.4本章小结
本章主要讲述了课题的研究背景和意义以及现如今的发展状况，并简述了的研究内容和主要架构。
第二章整流电路原理与构成
2.1整流电路简介
整流电路是将交流电转换为直流电的电子线路，常见的分类把整流电路分为半波整流电路、全波整流电路和桥氏整流电路三种，其分辨方式可以根据整流电路中二极管的个数，半波整流电路只用一只二极管，全波整流需要两只二极管，而桥式整流则需要四只二极管，但也会有特殊的整流电路。
而由于在微波整流中半波整流要略优于全波整流，所以大多都采用半波整流电路，在这其中主要有三种形式：
串联整流、并联整流以及单桥形式[7][8]。
如下图2.1所示。
图2.1半波整流电路结构
在图2.1a中，由于二极管特殊的单向导通特性，当信号的正半周期到来时，二极管导通，电流流入负载，负半周期到来时，二极管截止，无电流流入负载，从而实现了整流。
图2.1b中，当正半周期到来时，电流直接流入负载，而在负半周期时，二极管导通，相当于将负载短路，同样也实现了整流。
图2.1c中采用的是单桥结构，其工作原理与并联整流相同，在正半周期回路加入一根二极管可以减小二极管的阻抗，但在实际加工时较为繁琐。
以上三种结构凭借其简单的结构和不俗的整流效率成为了目前常用的微波整流电路。
由于在一些情况下需要较高的电压，而以上的整流电路无法达到需求的电压时，倍压整流电路也就被设计出来，其中最为简单的就是二倍压整流电路，如下图2.2所示。
图2.2二倍压整流电路
如图2.2所示，当负半周期来到时，A点电压为负，B点为正，二极管D1导通，D2截止，电流流经D1给电容C1充电，在理想的情况下，导通时的D1看成导线，所以电容C1充电至Vm；当正半周期来到，A点为正电压，B点为负电压，二极管D2导通，D1截止，电流流经D2为C2充电，加上C1上半周期的储电，此时C2会充电至2Vm。
以上即为二倍压整流电路原理，还有更为复杂的多倍压整流，由于不涉及本文设计，这里不再讨论[9]。
2.2整流电路构成
整流电路的构成主要为整流二极管与由微带线组成的匹配网络，其中二极管的选型极为重要，这也将是本次设计需要攻破的第一个难点。
2.2.1肖特基二极管及其特性
由于工作频率是在射频下，所以普通的pn结型二极管并不适用，因为其恢复速度较低，在高频环境下，会因为无法快速恢复而产生反向漏电烧坏管子。
所以设计中采用了具有高恢复速度的肖特基二极管[10]。
肖特基二极管的V-I特性为：
（2.1）
其中
是热电压倒数，q表示电子荷，T为开尔文温度，n是二极管的理想因子。
VD表示非线性二极管两端的电压，IS为饱和电流。
特性曲线图如2.3所示。
图2.3二极管特性曲线
2.2.2肖特基二极管模型
肖特基二极管是整流电路中最重要的器件[11]，其电路等效模型如图2.4，Cj是结电容，Rs为串联电阻，
T是温度，Is为饱和电流，n为二极管理想因子，Ib为外部偏执电流，当二极管接入负载以后，会有电流产生，Ic=V0/RL。
图2.4二极管等效模型
在设计整个整流系统过程当中,首先需要做的就是确定二极管的阻抗，随后才能进行接下来的设计。
由于二极管的阻抗以及S参数会随着输入功率的变化而变化，所以匹配电路的设计会变得麻烦，不同功率下的阻抗不同，匹配电路的参数自然也就不同。
2.2.3肖特基二极管的选择
整流二极管作为电路核心，对电路性能有着决定性作用。
根据目前的性能，普及度等等我选择了三款二极管进行比较，型号都是安捷伦公司HSMS-28XX系列，通过查看器件手册列举了几个较为关键的数据进行比较，如表2.1所示。
表2.1几种二极管参数比较
二极管型号
HSMS-282X
HSMS-285X
HSMS-286X
电阻Ohm
6
25
5
反向击穿电压V
15
3.8
7
饱和电流A
2.20E-08
3.00E-06
5.00E-08
发射系数
1.08
1.06
1.08
接受能量范围
大于-20dBm
小于-20dBm
大于-20dBm
零偏置电容PF
0.7
0.18
0.18
从上表可以看出，HSMS-285X系列适合微波整流设计，因为其接收功率较低，对低输入功率更加敏感，而HSMS-282X和286X系列更适合在高功率条件下使用，在后续的设计之中我会对二极管做一个具体的仿真分析。
2.2.4传输线简介
传输线理论与普通电路理论之间最大的差别就是电尺寸大小，例如在低频情况下，电源工作频率为50Hz，那其对应波长为6000km。
而电源线相对于这个波长是可以忽略不计的，所以不需要考虑其波动效应，自然可将电源线看作为短路。
但是在高频的情况下，当工作频率达到100MHz以上，那工作器件的尺寸就会和工作波长相差无几，波动效应就无法忽略了，在该长度内，电流和电压的幅度相位都会改变[12]。
图2.5接负载阻抗的传输线
如图2.5所示是一个端接负载ZL的传输线，Z0为传输线的特征阻抗，传输线中的回波损耗定义为
（2.2）
当负载与传输线的特征阻抗匹配时，反射波就没有了，反之会产生反射波，有反射波的情况下就会产生功率损耗，这样的损耗定义为反射系数
RL=-20lg|Γ|（2.3）
在我们的设计中要尽量减小反射系数，尽可能减小功率无效化，所以在设计仿真时反射系数是一个很重要的指标参数。
2.2.5微带线简介
微带线是作为微波传输线的一种。
微波传输线包括微带线、同轴线和波导等等不同形式。
同轴线和波导相对于微带线来说，因为比较大的体积和重量，并且调整较难；而微带线可以用光工艺进行蚀刻，易于集成，所以微带线在微波集成电路上的应用越来越广泛。
且微带线电路较小，所以本次设计仿真采用了微带线。
但需要注意的就是相对波导和同轴线，微带线的损耗较大。
2.3整流效率
作为本次设计的根本指标，所有的设计都是为了获得更高的整流效率。
如图2.6所示，Pin表示整流电路接收到的功率，负载接收功率为PDC，Pr表示反射功率，Pt为进入二极管的基波功率。
整流系统转换效率：
（2.4）
整流二极管的整流效率：
（2.5）
基波功率：
（2.6）
图2.6整流电路能量传输图
在匹配良好的情况下，可以近似的认为整流二极管的效率等于整流电路效率。
因为是由传输线构成的匹配电路，所以我们必须考虑反射系数S11。
该值大小影响着输入电路的功率大小。
反射系数定义为
S11=
（2.7）
其中Zg为天线的源阻抗，通常为50Ohm。
二极管由于其非线性特性，其阻抗值会随着输入功率改变而改变，同时也会因为工作频率的变化呈现不同阻抗，所以在设计时需要在确定的频点下进行阻抗匹配。
肖特基二极管是影响整流电路最关键的因素，但除此之外还有很多影响因素，在此列举。
（1）直流负载。
负载作为最后输出的检测点，影响着直流输出的大小，从而关系到整流效率的大小。
（2）电容。
电容在整流电路中也是不可缺少的一部分。
在阻抗匹配中，合适的电容不仅能降低匹配难度，同样也可以起到滤波作用。
（3）阻抗匹配[13][14]。
二极管的非线性特性导致了其阻抗的变化特性，所以设计合理的匹配电路是提高整流效率的关键。
在设计过程中我们需要找到一个合适的功率点，使电路在该点下能得到良好的匹配；微带线由于其波动效应，所以频率改变也会影响其阻抗值，好在本次设计是在固定频率下，影响不是很大。
（4）整流电路结构。
在2.1节提到整流电路分为多种结构，采用合理的电路结构同样影响着整流电路的效率。
2.4本章小结
本章介绍了常见的整流电路，并分析了其工作原理；进行了二极管的参数对比，选择了最优的肖特基二极管；并对影响整流效率的因素进行分析。
第三章2.4GHz整流电路设计
3.1二极管型号分析
在2.2.3节中已提到本次设计拟采用的二极管为HSMS-28系列，所以我首先利用ADS仿真比较三种二极管的工作状况，从而选出最适合的二极管以保证整流效率。
（1）HSMS-282C
在ADS中我先让管子工作在同一状态下，模拟实际工作情况，将信号源设置为频率2.4GHz，负载阻抗为50Ohm，输入功率范围为-50dBm-50dBm，初始电容值皆为1pF。
原理图如3.1所示：
图3.1HSMS-282C二倍压整流电路
如图3.1所示，采用一个理想的功率源代替了信号接收装置，功率源阻抗为50Ohm。
图3.2（a）整流效率图3.2（b）反射系数
从上述的仿真结果我们可以看出，HSMS-282C在输入功率从0dBm开始出现整流效果，在37dBm时获得最大整流效率30.934%，随后便急速下降。
从3.2（b）中可以看出反射系数的绝对值较小，这是由于电路还未进行匹配造成的。
在电路匹配过后，不仅反射系数会变好，整流效率也会相应提高。
（2）HSMS-286C
同理，将仿真原理图中的282C换成286C即可得到如下3.3原理图，其余条件皆不变，以保证定性分析。
图3.3HSMS-286C二倍压整流电路
仿真结果如图
图3.4（a）整流效率图3.4（b）反射系数
由仿真结果可知，在输入功率达到-4dBm时，整流效率开始增大，在26dBm时达到最大整流效率29.827%。
反射系数也是达不到设计要求，同样也是需要电路匹配。
（3）HSMS-2852
将二极管更换为2852即可，原理图如3.5所示
图3.5HSMS-2852二倍压整流电路
图3.6（a）整流效率曲线图3.6（b）反射系数曲线
从仿真结果可以看出，从-10dBm开始整流效率明显提升，在17dBm时达到最大，反射系数的值较先前两个管子也较好，在高功率下整流效果却不如另外两个管子。
经过对比可知，HSMS-2852更适合于低功率条件下工作，符合设计要求。
3.2整流电路设计
在上一节选出了合适的整流二极管，但存在很大的一个问题就是电路不匹配，对整流效率影响很大，并且反射系数不够，所以这节解决匹配电路的问题。
3.2.1负载
由于负载对整流电路的输入阻抗会有影响，所以选取合适的负载能够有效的提高电路的整流效率。
我以HSMS-2852为例在不同的阻值下仿真了其效率和反射系数，选取的负载为50Ohm，100Ohm，200Ohm，300Ohm，400Ohm，500Ohm。
其中一个原理图如3.7所示。
图3.7HSMS2852_C=1pF_R=400二倍压整流电路
图3.8不同阻值下的整流效率
从图3.8中可以看出，一开始电阻从50Ohm变大时，效率增长很明显尤其是从50Ohm到200Ohm之间，但过了200Ohm之后，效率增长变得很缓慢。
300Ohm以后效率基本保持不变。
图3.9不同阻值下的反射系数
从图3.9仿真结果可以看出，在未匹配之前，反射系数都太大，达不到设计要求，当阻值为300Ohm和400Ohm时，反射系数明显是优于其他阻值的，所以结合上面比较分析，我选择了400Ohm作为负载电阻。
3.2.2电容
电容的选取不仅关系到电路输入阻抗，还会影响到负载上有无谐波。
所以也必须对电容进行筛选。
同样我以HSMS-2852为例在阻值为400，不同的电容值下仿真了其效率和反射系数。
其中一个原理图如3.10所示。
图3.10HSMS2852_C=30pF_R=400二倍压整流电路
图3.11R=400Ohm，不同容值下的整流效率
从仿真结果来看，1pF的电容整流效果远不如其他容值下的效率，从20pF开始，整流效率几乎一致。
图3.12R=400Ohm，不同容值下的反射系数
从仿真结果来看，反射系数除了在1pF的情况下不理想，在大于10pF之后都有较好的反射系数，综合比较整流效率分析结果，30pF的电容不仅能有好的整流效率，还有较大的反射系数。
所以本次设计选用R=400Ohm，C=30pF下的电路。
3.2.3匹配电路设计
整流电路的匹配是电路设计的另一个难点，在先前的仿真分析中，可以很明显的看出电路的整流效率和反射系数都不好，这是因为电路的输入阻抗还未进行匹配的原因，导致很大一部分能量都被反射消耗掉。
在进行匹配之前，我们首先要确定的是输入电路的输入阻抗，通过对HSMS-2852在R=400Ohm，C=30pF的条件下进行仿真。
图3.13（a）效率曲线图3.13（b）输入阻抗
图3.13（c）反射系数
从仿真结果来看在输入功率为15dBm时。
达到最高效率，为47.870%，电路输入阻抗为（100.467-j*22.326）欧姆，反射系数值却不够，所以接下进行匹配设计。
匹配电路我采用了枝节匹配，在原理图中建立了S参数仿真电路，输入源阻抗为50Ohm，输出阻抗为100.467-j*22.326，通过ADS自带的调谐工具Tuning完成阻抗的匹配。
输入匹配原理图如3.14所示。
图3.14匹配电路原理图
调谐参数图如3.15所示
图3.15调谐工具Tuing
匹配电路仿真结果如3.16所示
图3.16S11曲线
从上诉仿真结果来看，在2.4GHz-2.48GHz都有较小的反射系数，尤其是在2.44GHz达到最大38.267dB。
说明此次匹配电路能满足设计要求，但是这是理想微带线，我们需要再用实际微带线进行仿真，转换工具采用ADS自带的LineCalc。
图3.17LineCalc工具
表3.1微带线参数
微带线
TL1
TL2
TL3
TL4
阻抗Ohm
90.75
33.5
55
30
电气长度deg
77.35
35.1
78.2
86.6
宽度mm
0.568
5.6
2.55
6.54
长度mm
15.7
6.4
14.93
15.8
图3.18匹配电路原理图
图3.19匹配电路S11曲线图
从上诉匹配电路仿真的结果来看，在转换为实际微带线之后，反射系数值一样保持的很好。
3.2.4加入匹配电路的整流电路
在确定完电路中各个部分的参数之后，我们需要将整个电路连接在一起进行总体仿真优化。
电路原理图如3.20所示。
图3.202.4GHz整流电路
图3.21（a）效率曲线图3.21（b）S11曲线
从整合过后的电路仿真图来看，整流效率和反射系数较之以前都有很大的提升，但仍有很大的优化空间。
因为在整合过后没有进行对整个系统的优化，所以我再次使用Tuing调谐工具，对电路中的微带线、电容以及负载进行一个全面性的优化，优化过后的电路原
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