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电力电子技术教案
第6章PWM控制技术
主要内容：
PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法，PWM逆变电路的谐波分析，PWM整流电路。
重点：
PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法。
难点：
PWM波形的生成方法，PWM逆变电路的谐波分析。
基本要求：
掌握PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法，了解PWM逆变电路的谐波分析，了解跟踪型PWM逆变电路，了解PWM整流电路。
PWM（PulseWidthModulation）控制——脉冲宽度调制技术，通过对一系列脉冲的宽
度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。
第3、4章已涉及这方面内容:
第3章：
直流斩波电路采用，第4章有两处：
4.1节斩控式交流调压电路，4.4节矩阵式变频电路。
本章内容
PWM控制技术在逆变电路中应用最广，应用的逆变电路绝大部分是PWM型，PWM
控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。
本章主要以逆变电路为控制对象来介绍PWM控制技术，也介绍PWM整流电路
1PWM控制的基本原理
理论基础：
冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。
冲量指窄脉冲的面积。
效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。
低频段非常接近，仅在高频段略有差异。
图6-1形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
面积等效原理：
分别将如图6-1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节（R-L电路）上，如图6-2a所示。
其输出电流i（t）对不同窄脉冲时的响应波形如图6-2b所示。
从波形可以看出，在i（t）的上升段，i（t）的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。
脉冲越窄，各i（t）响应波形的差异
1
第6章PWM控制技术
也越小。
如果周期性地施加上述脉冲，则响应i（t）也是周期性的。
用傅里叶级数分解后将可看出，各i（t）在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。
图6-2冲量相同的各种窄脉冲的响应波形
用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波，正弦半波N等分，看成N个相连的
脉冲序列，宽度相等，但幅值不等；用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲
量）相等，宽度按正弦规律变化。
SPWM波形——脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形。
图6-3用PWM波代替正弦半波
要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。
等幅PWM波和不等幅PWM波：
2
电力电子技术教案
由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波，如直流斩波电路及本章主要介绍的
PWM逆变电路，6.4节的PWM整流电路。
输入电源是交流，得到不等幅PWM波，如4.1节讲述的斩控式交流调压电路，4.4节的矩阵式变频电路。
基于面积等效原理，本质是相同
的。
PWM电流波：
电流型逆变电路进行PWM控制，得到的就是PWM电流波。
PWM波形可等效的各种波形：
直流斩波电路：
等效直流波形
SPWM波：
等效正弦波形，还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形
等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面积原理。
2PWM逆变电路及其控制方法
目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。
逆变电路是PWM控制技术最为重要
的应用场合。
本节内容构成了本章的主体
PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的几乎都是电压型。
（1）计算法和调制法
1、计算法
根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控
制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。
缺点：
繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化
2、调制法
输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波；通常采用等腰三角波或锯齿波作
为载波；等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称；与任一
平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，
符合PWM的要求。
调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波；调制信号不是正弦波，而是其他所需
波形时，也能得到等效的PWM波。
结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明：
设负载为阻感负载，工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补。
控制规律：
uo正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断，负载电流比电压滞后，在电压正半周，
电流有一段为正，一段为负，负载电流为正区间，V1和V4导通时，uo等于Ud，V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0，负载电流为负区间，io为负，实际上从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud，V4断，V3通后，io从V3和VD1续流，uo=0，uo总可得到Ud和零两种电平。
3
第6章PWM控制技术
uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平。
图6-4单相桥式PWM逆变电路
单极性PWM控制方式（单相桥逆变）：
在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。
ur正半周，V1保持通，V2保持断，当ur>uc时使V4通，V3断，uo=Ud，当urur负半周，V1保持断，V2保持通，当uruc时使V3断，V4通，uo=0，虚线uof表示uo的基波分量。
波形见图6-5。
图6-5单极性PWM控制方式波形
双极性PWM控制方式（单相桥逆变）：
在ur半个周期内，三角波载波有正有负，所得
PWM
波也有正有负。
在
r一周期内，
u
4
电力电子技术教案
输出PWM波只有±Ud两种电平，仍在调制信号
r和载波信号
c的交点控制器件通断。
r
u
u
u
正负半周，对各开关器件的控制规律相同，当
urc
1
和V4
导通信号，给
V2
和
>u
时，给V
V3关断信号，如io>0，V1和V4通，如io<0，VD1和VD4通，uo=Ud，当ur0，VD2和VD3通，uo=-Ud。
波形见图6-6。
单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制。
图6-6双极性PWM控制方式波形
双极性PWM控制方式（三相桥逆变）：
见图6-7。
三相PWM控制公用uc，三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120°。
U相的控制规律：
当urU>uc时，给
V1导通信号，给V4
关断信号，
uUN′=Ud/2，当urU时，给V4导通信号，
给V1关断信号，
uUN′=-Ud/2；当给
V1（V4）加导通信号
时，可能是V1（V4）导
通，也可能是
VD1（VD4）导通。
uUN′、图6-7三相桥式PWM型逆变电路
5
第6章PWM控制技术
uVN′和uWN′的PWM波形只有±Ud/2两种电平，uUV波形可由uUN′-uVN′得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=－Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0。
波形见图6-8。
输出线电压PWM波由±Ud和0三种电平构成，负载相电压PWM波由（±2/3）Ud、（±1/3）Ud和0共5种电平组成。
图6-8三相桥式PWM逆变电路波形
防直通死区时间：
同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施
加关断信号的死区时间。
死区时间的长短主要由器件关断时间决定。
死区时间会给输出
PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。
特定谐波消去法（SelectedHarmonicEliminationPWM—SHEPWM）：
6
电力电子技术教案
算法中一种有代表性的方法，6-9。
出半周期内，器件通、断各3次（不
包括0和π），共6个开关刻可控。
减少波并化控制，要尽量使波形称。
首先，消除偶次波，使波形正两半周期称，即：
u（t）
u（t
）
（6-1）
图6-9特定谐波消去法的输出PWM波形
其次，消除波中余弦，使波形在半周期内前后1/4周期以π/2称。
u（t）u（t）（6-2）
四分之一周期称波形，用傅里叶数表示：
u（
t）
ansinn
t
n1,3,5,...
n
an
4
2
u（
t）sinn
tdt
式中，a
0
6-9，能独立控制a、a和a共3个刻。
波形的a
1
2
3
n
an
4
a1Ud
sinn
td
t
a2
Ud
sinnt）d
t
[
0
a1
（
2
2
a3Ud
sinn
td
t
2（
Ud
sinnt）d
t]
2
2
a2
a3
2Ud（1
2cosn
1
2cosn
2
2cosn
3）
n
式中n=1,3,5,⋯
确定a1的，再令两个不同的
n，就可建三个方程，求得
1、2
和
3。
a=0
aa
a
消去两种特定率的波：
在三相称路的中，相所含的
3次波相互抵消，可考消去
次波，得如下立方程：
a1
2Ud（1
2cos
1
2cos
2
2cos
3）
（6-3）
（6-4）
5次和7
7
a5
2Ud
（1
2cos5
5
a7
2Ud
（1
2cos7
7
1
1
第6章PWM控制技术
2cos5
2
2cos5
3）
0
（6-5）
2cos7
2
2cos7
3）
0
给定a，解方程可得a、a
和a。
a
变，a、a
和a也相应改变。
1
1
2
3
1
1
2
3
一般，在输出电压半周期内器件通、断各
k次，考虑PWM波四分之一周期对称，k个
开关时刻可控，除用一个控制基波幅值，可消去
k－1个频率的特定谐波，k越大，开关时
刻的计算越复杂。
除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在
6.3节介绍
（2）异步调制和同步调制
载波比——载波频率fc与调制信号频率fr之比，N=fc/fr。
根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制：
1、异步调制
异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式。
通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的。
在信号波的半周期内，PWM
波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期
的脉冲也不对称。
当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称的不利影响都较小，当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大。
因
此，在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。
2、同步调制
同步调制——N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。
基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。
三相，公用一
个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。
为使一相的PWM波正负半周镜
对称，N应取奇数。
当N=9时的同步调制三相PWM波形如图6-10所示。
fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除，fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。
为了克服上述缺点，可以采用分段同步调制的方法。
3、分段同步调制
把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同。
在fr高的频
段采用较低的N，使载波频率不致过高，在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过
低。
图6-11，分段同步调制一例。
为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。
同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。
可在低频输出时采用异步调制
8
电力电子技术教案
方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。
图6-10同步调制三相PWM波形
图6-11分段同步调制方式举例
（3）规则采样法
按SPWM基本原理，自然采样法中要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。
规则采样法特点：
9
第6章PWM控制技术
工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多。
规则采样法原理：
图6-12，三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。
自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期中点（即负峰点）重合。
规则采样法使两者重合，每个脉冲中点为相应三角波
中点，计算大为简化。
三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点，过D作水平线和三角波交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件的通断，脉冲宽度δ和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。
图6-12规则采样法
规则采样法计算公式推导：
正弦调制信号波公式中，a称为调制度，0≤a<1；ωr为信号波角频率。
从图6-12因此可
得：
urasinrt
（6-6）
三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度1asinrtD
2
（6-7）
2
Tc
2
三相桥逆变电路的情况：
通常三相的三角波载波公用，三相调制波相位依次差120o，同一三角波周期内三相的脉宽分别为δU、δV和δW，脉冲两边的间隙宽度分别为δ′u、δ′v和δ′w，同一时刻三相正弦调制波电压之和为零，由式（6-6）得
Tc（1
asin
rtD）
（6-8）
2
由式（6-7）得:
1
Tc
（1asinrtD）
（6-9）
（Tc
）
2
4
10
故由式（6-8）可得：
故由式（6-9）可得：
电力电子技术教案
U
V
W
3Tc
（6-10）
2
U
V
W
3Tc
（6-11）
4
利用以上两式可化三相SPWM波的算
（4）PWM逆路的波分析
使用波正弦信号波制，生了和波有关的波分量。
波率和幅是衡量
PWM逆路性能的重要指之一。
分析双极性SPWM波形：
同步制可看成异步制的特殊情况，只分析异步制方式。
分析方法：
不同信号波周期的PWM波不同，无法直接以信号波周期基准分析，以波周期基
，再利用塞函数推出PWM波的傅里叶数表达式，分析程相当复，却
而直。
1、相的分析果：
不同制度a的相式PWM逆路在双极性制方式下出的如
6-13所示。
其中所包含的波角率nckr
式中，n＝1，3，5，⋯，k=0，2，4，⋯；n=2，4，6，⋯，k=1，3，5，⋯。
可以看出，PWM波中不含低次波，只含有角率ωc，及其附近的波，以及2ωc、3ωc
等及其附近的波。
在上述波中，幅最高影响最大的是角率ωc的波分量。
图6-13单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
11
第6章PWM控制技术
2、三相的分析果：
三相式PWM逆路采用公用波信号不同制度a的三相式PWM逆
路出的如6-14所示。
在出中，所包含的波角率
nckr
式中，n=1，3，5，⋯，k=3（2m-1）±1，m=1，2，⋯；
6m+1，m=0，1，⋯；
n=2，4，6，⋯，k=
6m-1，m=1，2，⋯。
和相比，共同点是都不含低次波，一个著的区是波角率ωc整数倍的
波被消去了，波中幅高的是ωc±2ωr和2ωc±ωr。
图6-14三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图
SPWM波中波主要是角率ωc、2ωc及其附近的波，很容易除。
当制信号波不是正弦波，波由两部分成：
一部分是信号波本身行波分析所得的果，
另一部分是由于信号波波的制而生的波。
后者的波分布情况和SPWM波的波分析一致。
（5）提高直流利用率和减少开关次数
直流利用率——逆路出交流基波最大幅U1m和直流Ud之比。
提高直流利用率可提高逆器的出能力；减少器件的开关次数可以降低开关
耗；正弦波制的三相PWM逆路，制度a1，出相的基波幅Ud／2，出的基波幅（32）Ud，即直流利用率0.866。
个是比低的，其
原因是正弦制信号的幅不能超三角波幅，路工作，考到功率器件的开
12
电力电子技术教案
通和关断都需要时间，如不采取其他措施，调制度不可能达到1。
采用这种调制方法实际
能得到的直流电压利用率比0.866还要低。
1、梯形波调制方法的思路
采用梯形波作为调制信号，可有效提高直流电压利用率。
当梯形波幅值和三角波幅值
相等时，梯形波所含的基波分量幅值更大。
梯形波调制方法的原理及波形，见图6-15。
梯形波的形状用三角化率s=Ut/Uto描述，
Ut为以横轴为底时梯形波的高，Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形
的高。
s=0时梯形波变为矩形波，s=1时梯形波变为三角波。
梯形波含低次谐波，PWM波
含同样的低次谐波，低次谐波（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为δ。
图6-16，δ和U1m/Ud随s变化的情况。
图6-17，s变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。
s=0.4时，谐波含量也较少，δ约为3.6%，直流电压利用率为1.03，综合效果较好。
图6-15梯形波为调制信号的PWM控制
梯形波调制的缺点：
输出波形中含5次、7次等低次谐波。
实际使用时，可以考虑当输出电压较低时用正弦波作为调制信号，使输出电压不含低
次谐波；当正弦波调制不能满足输出电压的要求时，改用梯形波调制，以提高直流电压利
用率。
13
第6章PWM控制技术
图6-16s变化时的d和直流电压利用率图6-17s变化时的各次谐波含量
2、线电压控制方式（叠加3次谐波）
对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能。
目标——使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少
器件开关次数。
直接控制手段仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压。
相对线电压控制方式，控制目标为相电压时称为相电压控制方式。
在相电压调制信号中叠加3次谐波，使之成为鞍形波，输出相电压中也含3次谐波，
且三相的三次谐波相位相同。
合成线电压时，3次谐波相互抵消，线电压为正弦波。
如图
6-18所示。
鞍形波的基波分量幅值大。
除叠加3次谐波外，还可叠加其他3倍频的信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压。
图6-18叠加3次谐波的调制信号
3、线电压控制方式（叠加3倍次谐波和直流分量）：
14
电力电子技术教案
叠加up，既包含
3
倍次谐波，也包含直流分量，
p大小随正弦信号的大小而变化。
设
u
三角波载波幅值为
1，三相调制信号的正弦分别为
urU1、rV1和rW1，并令：
u
u
up
min（urU1,urV1,urW1）1
（6-12）
则三相的调制信号分别为
urU
ur
升级会员 