超声波多普勒测管道流速流量的发射接收电路以和信号处理等设计说明.docx

超声波多普勒测管道流速流量的发射接收电路以和信号处理等设计说明.docx

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超声波多普勒测管道流速流量的发射接收电路以和信号处理等设计说明

超声波多普勒测流速流量设计核心

超声波传感器收发装置

1.1超声波传感器

超声波的发射与接收都是通过换能器实现的，换能器的材质、工作频率、晶片直径极大的影响了发射的效率与回波接收的质量，因此选择合适的换能器对于整个系统能否按预期目标工作来说是至关重要的。

1）换能器材质的确定

压电换能器，使用的材料有压电单晶体、压电瓷、压电半导体、压电高分子聚合物和复合压电材料。

压电换能器以介电损耗小、机电耦合系数比较大和足够高的机械强度优于石英晶体、镍和一些合金材料，已日趋广泛地用于超声波换能器。

课题选用其中的压电瓷超声换能器，有压电性能好，生产和机械加工方便等优点，在各种超声检测中都有广泛的应用。

2）超声波换能器工作频率的选择

工作频率的选择需考虑以下因素：

●工作频率高，分辨力高，有利于增大信噪比与提取所需信号；

●工作频率高，波长

短，半扩散角

小，声束指向性好，声能集中，有利于接收回波；

●工作频率增加，声能急剧衰减。

工作频率高，灵敏度和分辨力高，指向性好，对测量有利；但工作频率高时，能力衰减大，又对检测不利。

因此，应综合考虑，选择适中的频率。

本课题选择的超声换能器工作频率为1MHz。

3）超声波换能器晶片直径的确定

超声波换能器直径D一般为

毫米，晶片大小对超声检测具有一定的影响。

晶片直径的选择需考虑以下因素：

●晶片直径D增加，半扩散角

减小，声束指向性变好，声能集中，对检测有利；

●晶片直径D增加，辐射的声能大，换能器扩散区扫查围大，远距离扫查围相对变小；

如上所述，换能器晶片直径对声束指向性、远距离扫查围都有较大的影响。

经过考虑，本课题选择晶片直径D为

。

综合考虑，本课题最终确定选用压电瓷换能器，其工作频率为1MHz，晶片直径为

。

 2多普勒法测量原理

   多普勒法测量原理，是依据声波中的多普勒效应，检测其多普勒频率差。

超声波发生器为一固定声源，随流体以同速度运动的固体颗粒与声源有相对运动，该固体颗粒可把入射的超声波反射回接收器。

入射声波与反射声波之间的频率差就是由于流体中固体颗粒运动而产生的声波多普勒频移。

由于这个频率差正比于流体流速，所以通过测量频率差就可以求得流速，进而可以得到流体流量，如图3。

图3多普勒超声波流量计测流原理图

   当随流体以速度v运动的颗粒流向声波发生器时，颗粒接收到的声波频率f1为：

   因此，声波接收器和发生器间的多普勒频移Δf为：

   以上各式中：

θ为声波方向与流体流速v之间的夹角，f0为声源的初始声波频率，c为声源在介质中的传播速度。

若c>>vcosθ则

   式（11）、（12）是按单个颗粒考虑时，测得的流体流速和流量。

但对于实际含有大量粒群的水流，则应对所有频移信号进行统计处理。

超声波多普勒流量计的换能器通常采用收发一体结构，见图4。

换能器接收到的反射信号只能是发生器和接收器的两个指向性波束重叠区域颗粒的反射波，这个重叠区域称为多普勒信号的信息窗。

换能器所收到的信号就是由信息窗中所有流动悬浮颗粒的反射波的叠加，即信息窗多普勒频移为反射波叠加的平均值。

   平均多普勒频移Δ-f可以表示为：

   式中Δ-f——信息窗所有反射粒子的多普勒频移的平均值；

   ΣNi——产生多普勒频移Δfi的粒子数；

   Δfi——任一个悬浮粒子产生的多普勒频移。

   由上可知，该流量计测得的多普勒频移信号仅反映了信息窗区域的流体速度，因此要求信息窗应位于管渠接近平均流速的部位，才能使其测量值反映管渠流体的平均流速。

图4多普勒信息窗示意图

3.超声波发射模块

超声波发射电路采用正弦波振荡电路产生1MHz的正弦波，用以驱动超声波发射换能器。

正弦波振荡电路通过自激产生振荡，它由放大电路和正反馈网络两部分组成的，为了得到单一频率的正弦波，并且使振荡电路稳定工作，电路中还应包含选频网络和稳幅环节，选频网络用以从很宽的频率中选择单一频率的信号送到放大器输入端，而将其他频率的信号进行衰减，稳幅环节用以稳定振荡的幅度，抑制振荡中产生的谐波。

石英晶体振荡电路随时间和温度的漂移要小很多，具有很高的稳定性和品质因数、很小的频率误差，因此采用石英晶体振荡电路产生所需正弦波。

电路如下：

4.超声波接收模块

4.1选频放大电路

超声波发射电路产生的1MHz的正弦波信号经由发射换能器入射到流体中，被流体中的颗粒散射，接收换能器接收到的信号一部分是颗粒散射的含有流速信息的信号，一部分是直接耦合到接收换能器上的发射信号与噪声信号。

含有流速信息的信号一般很微弱,在毫伏级，不能满足后续解调电路对输入信号的要求，而直接耦合到接收换能器上的发射信号与噪声信号也应该滤除掉，因此，选用选频放大器，通过设置中心频率与带宽保留并且放大有用信号，滤除杂波。

如图4.4所示为回波选频放大电路，电感L1与C31电容组成LC并联谐振回路，作为三极管的集电极负载。

只有当谐振频率与电路工作频率相等时，并联谐振回路的阻抗才呈现出最大值，并且为纯阻性，此时输出电压幅度最大，而在其他频率时集电极等效阻抗很小，输出电压幅值也很小，从而起到选频作用。

图4.4选频放大电路

回路谐振频率由LC选频放大器的谐振频率决定，即

式（4－1）

式（4－2）

其中，

为回路的品质因数，

为电感的电阻。

当

>>1时，

式（4－3）

回路在谐振时的等效电阻：

式（4－4）

带宽：

式（4－5）

回波信号主要是由直接耦合到接收换能器的发射信号和经颗粒散射之后的信号组成，散射信号的频率等于发射信号频率加上或减去多普勒频移量，由于多普勒频移小于15KHz，因此选取

为1MHz，带宽100KHz，此时品质因数

为10。

根据式（4－2），适当选取电感与电容，可满足电路的选频要求。

4.2解调电路

经选频放大后的回波信号成分主要是本振信号和含有流速信息的回波信号，为了提取多普勒频移，考虑利用乘法器的混频原理来解调，即两个不同的频率信号经过乘法器混频以后产生新的频率信号。

设基准信号为

式（4－6）

调制信号为

式（4－7）

混频后的信号为

式（4－8）

令

，显然采用乘法器解调，混频后的信号主要是多普勒频移（一般不超过15KHz）和2MHz左右的和频信号与高次谐波，因此只需要用低通滤波器滤除掉高频信号就可以得到所需要的多普勒频移信号。

其外围电路如图4.6所示

，回波信号（频率为

）经选频放大后送至差分放大器，基准信号（频率为

）由前述超声波发射电路提供，用于控制恒流源电流，实现放大后的回波信号与基准信号相乘，同时抑制本振信号，具有负反馈电阻的镜像恒流源电路是为展宽动态围而设，差分放大器的输出信号中含有两种频率成分：

＋

与

－

，后者即为多普勒频移。

图4.6解调电路

4.3低通滤波电路

解调电路的输出信号包含多普勒频移信号和高频信号，因此要从解调电路的输出信号分离出多普勒频移，需要利用低通滤波器滤除高频信号。

滤波器可以用电阻、电感和电容构成无源滤波器，也可以使用运放构成有源滤波器，与无源滤波器相比，有源滤波器的效果好，特性效果曲线更陡峭，而且输入、输出阻抗易于匹配，频率特性调节方便，因此采用有源滤波器，其电路设计如图4.7所示。

图4.7低通滤波器电路

该低通滤波器低频增益为1。

令

，

，则其截止频率为

式（4－9）

由于多普勒频移信号不超过15KHz，因此设定其截止频率为20KHz。

其特性曲线如图4.8所示。

图4.8低通滤波器特性曲线

4.4信号放大电路

经过解调和滤波之后的多普勒频移信号为微弱信号，幅度在十几到几十毫伏，因此在送入A/D转换电路之前需要进行放大。

由于采用一般运放，一级放大倍数不能过高，因此设计了两级放大，其电路如图4.9所示。

电路采用运放构成反向放大器，为进一步对高频信号进行衰减，在每级放大电路的反馈电阻上并联了一个小电容，放大电路的增益为：

式（4－10）

令

，

，

，则对每一级放大电路其幅频特性一样，则两级放大电路幅频特性为：

式（4－11）

上限截止频率为：

式（4－12）

对于多普勒频移信号，其频率较低，增益近似为：

，对于其中的高频信号，反馈电阻所并联的电容阻抗较小，放大电路的增益也较小。

由于多普勒频移信号不超过15KHz，因此设计该放大电路的上限截止频率为30KHz，增益为34dB。

由于A/D转换的输入要求在0－5V，因此对输出信号加了偏置电压（2.5V）用以抬高输出信号的直流电平，使输出信号幅度在0－5V之间，满足后级A/D要求。

图4.9放大电路

4.5A/D采样模块

模数转换器（A/D）是数据采集的关键，直接关系到采集系统的性能、速度。

因此，要根据系统的要求合理的选择A/D。

选择A/D时，一般主要考虑的因素是精度和速度。

精度与系统中所测量控制的信号围有关，转换器位数应该比总精度要求的最低分辨率高一位。

速度由输入信号的最高频率来确定，要保证转换器的转换速率高于系统要求的采样频率。

在本系统中所要采集的是多普勒频移信号，其频率不大于15KHz，为满足采样定理，要求采样频率应在30KHz以上。

鉴于以上考虑，系统采用AD公司生产的并行高速A/D芯片AD9221，它具有1.5MHz采样频率，12位的分辨率，完全可以满足系统对精度和速度的要求。

另外，AD9221还具有高信噪比、低失真度、低功耗的特点，可单电源5V供电，输入信号围可以调节，且如果输入信号超出或低于可测围，则会产生溢出报警，因此可以通过查询溢出报警引脚来检测输入电压幅度是否超出测试围。

其与单片机的连接电路如图4.8所示。

12位数据引脚与单片机的P1和P2口相连接，A/D的时钟信号和溢出报警信号由单片机的P3口控制。

芯片部设有电压基准电路，如果想改变参考电压的围可以外接电压基准芯片，图4.10所示的参考电压外围电路使用芯片本身的电压基准，其输入电压的围在0－5V。

图4.10A/D采样电路

芯片进行A/D转换和数据输出都只由一个时钟信号来控制，其时序如图4.11所示。

在时钟的上升沿时，A/D开始进行转换，当在时钟的下降沿时，即可读取电压转换数据。

这样便可以通过控制时钟信号的频率来控制A/D采样的频率。

图4.11A/D转换时序

在采用周期图谱分析法时，A/D的采样频率所引起的测量误差为：

式（4－13）

式中，

为信号频率；

为测量到的信号频率；

为频率分辨率；

为采样频率。

N为采样点数。

测量相对误差为：

式（4－14）

为了提高测量精度，要降低采样频率，增加采样点数。

一方面，采样频率的减小是有限度的，要满足香农定理；另一方面，点数增加则增大计算量和数据存储量。

在采样频率和采样点数一定的情况下，信号频率越低，测量误差越大。

若在整个信号围用同一采样率，计算精度由信号最低频率时的精度决定。

由于系统采用单片机作为运算和存储单元，其运算速度和存储空间有限，因此采样点数的增加是有限的。

因此，为减小误差，系统在满足香农定量的前提下，对于不同的信号频率设置不同的采样频率，这样便可减小由采样频率所引起的误差。